Zelf-gebiaseerde bandgatreferentie bereikt 180 nm, 80 dB PSRR – laag-vermogen, hoge-nauwkeurigheid temperatuurcompensatie

Samenvatting

In dit artikel wordt een verbeterde zelf-gebiaseerde bandgatreferentie (BGR) met hoge voedingsverweringsratio (PSRR) gepresenteerd. Een operationele versterker die een terugkoppelingslus vormt, wordt gemultiplext met de generatie van positieve temperatuurcoëfficiënt (TC) spanning voor lagere stroomverbruik, waarbij een offsetspanning wordt gebruikt om een evenredig aan absolute temperatuur (PTAT) spanning te bereiken. Met de temperatuuronafhankelijke referentiegeneratie worden twee terugkoppelingslusjes tegelijkertijd gerealiseerd voor PSRR verbetering, die een lokale negatieve terugkoppelingslus (LNFL) en een globale zelf-gebiaseerde lus (GSBL) vormen. De voorgestelde BGR is geïmplementeerd in een 180 nm BCD technologie, met resultaten: referentievoltage 2,506 V, TC 25 ppm/°C in temperatuurbereik -55 tot 125 °C. Lijngevoeligheid (LS) is 0,08 ‰/V. Zonder filtercondensator is PSRR 76 dB bij lage frequenties, boven 46 dB tot 1 MHz.

Inleiding

Spanningsreferentie is een van de kernmodules in elektronische systemen, breed gebruikt in medische elektronica, energiemanagement, draadloze omgevingsensoren en communicatieschakelingen. Met technologische verbetering krimpt chipoppervlak, en neemt anti-interferentievermogen toe, en stijgen eisen aan structurele optimalisatie en ruismunitie van spanningsreferentie dramatisch, vooral in nanoschaaltoepassingen.

Conventionele bandgatreferentie (BGR) schakelingen vereisen additionele schakelblokken om biassroom voor de gehele schakeling te leveren, wat chipoppervlak en stroomverbruik sterk vergroot. Tegelijkertijd wordt gegenereerde biassroom sterk beïnvloed door temperatuur, wat de temperatuurcoëfficiënt (TC) van de referentiespanning beïnvloedt. Veel hogere-orde compensatietechnieken voor verbeterde TC zijn gerapporteerd: stuksgewijs krommingcompensatie, exponentiële krommingcompensatie, lekkage-gebaseerde wortelcompensatie (LSRC), etc. Een ander nadeel van conventionele BGR is dat het sterk beïnvloed wordt door externe omgeving en de uitgangsspanning onstabiel is, wat de focus van dit artikel is.

Power supply rejection ratio (PSRR) is een belangrijke parameter om ruismunitie van een spanningsreferentie te meten. Conventionele oplossingen voor PSRR verbetering gaan ten koste van chipoppervlak en stroomverbruik: additionele versterkers, lange kanaal transistoren, cascode structuren, additionele versterkingstraps. Actieve demper en impedantie aanpassingscompensatie werden gebruikt voor PSRR verbetering bij lage en hoge frequenties. Yue et al. gebruikten cascode stroomspiegels voor PSRR verbetering. Body bias en negatieve terugkoppeltechnieken werden gebruikt voor hoge PSRR.

Om bovenstaande problemen op te lossen, wordt een verbeterde zelf-gebiaseerde BGR met hoge PSRR voorgesteld. Twee terugkoppelingslusjes worden tegelijkertijd gerealiseerd voor PSRR verbetering, vormend LNFL en GSBL. Tegelijkertijd wordt een zelf-bias stroom bron (SBCS) voor de gehele BGR bereikt. In rusttoestand is de voorgestelde BGR zelf-gevoed via GSBL zonder additionele bias stroom modules en chipoppervlak. De gepresenteerde techniek scheidt de voedingsspanning van de uitgangsreferentie spanning via een stroomversterker ingesloten in GSBL, wat PSRR effectief verbetert. Daarnaast, om uitgangsspanning onstabiliteit te voorkomen, is een LNFL ontworpen aan de uitgangsspanning terminal om de uitgangsspanning stabiel te houden. Bovendien wordt de temperatuurstabiele referentiespanning gegenereerd met LNFL en GSBL op een multipleerende manier. Met deze methoden wordt een zelf-gebiaseerde BGR met hoge PSRR verbetering geïmplementeerd met gecompacteerde structuur en stroomverbruik.

Methode

Zoals getoond in Fig. 1, bestaat de voorgestelde BGR schakeling uit een opstartschakeling, een stroomversterker, een operationele versterker, en een bandgatreferentie kern. De opstartschakeling elimineert het nul-degeneratiepunt. De ingebouwde offsetspanning in de versterker is ingesteld proportional aan absolute temperatuur (PTAT) spanning, wat een PTAT stroom door weerstand R1 realiseert. Met de positieve TC van spanning over R1 en R2, kan de negatieve TC van VBE(Q5) en VBE(Q4) goed gecompenseerd worden om een temperatuurstabiele referentiespanning aan knoop VREF te bereiken. Tegelijkertijd wordt een LNFL gevormd met hulp van een versterker voor prestatieverbetering. Gecombineerd met de stroomversterker bovenaan Fig. 1, wordt een GSBL gerealiseerd voor verdere PSRR verbetering. De gedetailleerde implementatie van de voorgestelde BGR is getoond in Fig. 2.

Opstartschakeling

De opstartschakeling staat links in Fig. 2. Aanvankelijk is uitgangsspanning VREF laag, wat MN8 en MN9 uit houdt. De stroom door MP1_1 genereert een opstartstroom naar MP5, waar MP1_1 fungeert als grote weerstand met kleine aspect ratio. De spanning aan VREF wordt geleidelijk opgeladen door opstartstroom. Wanneer spanning aan VREF de minimale werkspanning van bandgatkern overschrijdt, wordt biassroom voor versterker gegenereerd. Dit drijft BGR naar gewenste werkpunt. Tegelijkertijd worden MN8 en MN9 geleidelijk aan, wat de voedingsstroom van MP5 schakelt naar zelf-gebiaseerde stroom gegenereerd in bandgatkern. Na voltooiing opstart, wordt opstartstroom niet uitgezet voor VREF herinstelling bij referentiespanning daling.

SBCS Generator

Er zijn twee SBCS lussen in de voorgestelde BGR, nuttig voor prestatieverbetering. De eerste bevindt zich aan de staartstroom van de versterker. De PTAT stroom door transistor Q4 wordt gespiegeld in Q3. De stroom door Q4 wordt bepaald door spanning over weerstand R1, geklemd aan invoer offsetspanning van versterker. Vanwege gelijke aspect ratios van MP7 en MP8, kan invoer offsetspanning versterker uitgedrukt worden als VOS = VT ln N, waar N oppervlakte verhouding van Q1 en Q2, VT thermische spanning. Daarom is stroom in versterker en bandgatkern PTAT stroom: IR1 = VT ln N / R1. De stroom van bandgatreferentie kern wordt gespiegeld in versterker als staartstroom, vormend eerste zelf-gebiaseerde lus.

De tweede SBCS lus bestaat uit de stroomversterker. De PTAT stroom uit vergelijking (2) wordt gespiegeld in stroomversterker door stroomspiegel van MP7 en MP6. De stroom I wordt geampliceerd met K als stroom bron naar knoop VREF: K = k1 k2, waar k1 = SMN6/SMN7, k2 = SMP3/SMP2, Si aspect ratio van transistor i. Daarom wordt stroom KI terug geïnjeteerd in versterker en bandgatkern, vormend tweede zelf-bias lus.

Om correcte werking met laag stroomverbruik te garanderen, moet stroom KI iets groter zijn dan minimale stroomvereiste van versterker en bandgatkern. In ontwerp zijn stromen door MP6, MP7, MP8 op zelfde niveau I. Stroom door bandgatkern is 2I. Relatie 6 ≥ K > 5 moet voldaan zijn.

VREF Generator Schakeling

De VREF generator schakeling staat rechts in Fig. 2, bestehend uit versterker en bandgatkern. Zoals in vergelijking (2), wordt PTAT offsetspanning van versterker gemultipleerd door SBCS lussen. Dit maakt stroom door R1, R2, RTrimming PTAT stroom, gebruikt als temperatuurcompensatie van negatieve TC van Q4 en Q5. Gegenereerde referentiespanning VREF kan uitgedrukt worden als VREF = 2VBE + (1 + (R2 + RTrimmin)/R1) VT ln N. Met verhoudingsaanpassing van (R2 + RTrimmin)/R1 kan temperatuurgecompenseerde referentiespanning gerealiseerd worden met lage temperatuurdrifting.

Terugkoppeling

Een LNFL wordt gevormd in versterker en bandgatkern, samengesteld uit twee kleine LNFLs. De eerste, lus1, van invoer versterker naar VREF, en terugkoppeling naar invoer versterker. De andere, lus2, van VREF via bandgatkern naar staartstroom van versterker, en terugkoppeling naar VREF. Voor lus1: positieve en negatieve terugkoppeling dubbele lokale lussen met invoer versterker. Positieve terugkoppellus: Q5, R2, R1, Q1, MP8, MX. Negatieve terugkoppellus: Q5, R2, Q2, MX. Winst positieve en negatieve terugkoppellus afgeleid als AV,PF = (RTrimming/(R1+RTrimming+R2)) gm,Q1 ro,MP8 en AV,NF = ((R1+RTrimming)/(R1+RTrimming+R2)) gm,Q2 ro,MP8. Waar gm,Q1 transconductantie van Q1, ro,MP8 uitgangsweerstand van MP8, gm van Q1 en Q2 ongeveer gelijk. Aangezien effect negatieve terugkoppellus sterker is dan positieve, gedraagt lus1 als terugkoppellus met luskenmerk Tloop1 ≈ (R1/(R1+RTrimming+R2)) gm,Q1 ro,MP8. Dominante pool p0 ≈ 1/(ro,MP8 C1). Voor lus2: prestatie Tloop2 ≈ (1/gm,MP8)/(R1+RTrimming+R2), dominante pool p1 ≈ gm,MP8/C1. Totale luswinst LNFL: TLNFL ≈ (R1 gm,Q1 ro,MP8 + 1/gm,MP8)/(R1+RTrimming+R2) * (1+s/z0)/((1+s/p0)(1+s/p1)). Met vergelijking (2) herschreven als TLNFL ≈ (ro,MP8 ln N + 1/gm,MP8)/(R1+RTrimming+R2) * (1+s/z0)/((1+s/p0)(1+s/p1)). Waar z0 ≈ gm,MP8/[C1(1+1/ln N)]. Met N=8 in ontwerp, maakt nul z0 ongeveer twee keer pool p1, wat lusbandbreedte LNFL met twee verlengt.

Een GSBL wordt gevormd door stroomversterker, bandgatkern, en versterker, die biassroom voor gehele schakeling levert op zelf-gebiaseerde manier met verbeterde PSRR prestaties. Luswinst GSBL: TGSBL ≈ K(1/3 gm,MP8 || 1/gm,MX)/(R1+RTrimming+R2). Waar gm,MX transconductantie van transistor MX. Hoofdeffect MX is equivalent impedantie aan VREF verlagen voor luscompensatie gemak. TGSBL ingesteld kleiner dan één in ontwerp, om oscillatie te voorkomen. Met hulp van LNFL en GSBL kan stabiliteit gegenereerde referentiespanning VREF aanzienlijk verbeterd worden.

PSRR van voorgestelde spanningsreferentie

Om PSRR berekening van voorgestelde schakeling te vereenvoudigen, wordt equivalent weerstand van deel gevoed door referentiespanning VREF eerst berekend. Berekeningsdiagram deel getoond in Fig. 3. Figuur 4a toont klein-signaal model voor equivalent weerstand berekening van schakeltakken 1, 2, waar stromen I1 en I2 vloeien in Fig. 3. Equivalent weerstand Req1,2 ≈ (3 Req,4 ro,Q1)/(3 gm,Q1 ro,Q1 (RT+R1+ro,Q3) + gm,Q1 R1 ro,Q1 + 3 Req,4). Waar gm,Q1 en ro,Q1 transconductantie en uitgangsweerstand van Q1; Req,4 equivalent weerstand van tak met I4. Aangezien gate spanning MP6 bepaald wordt door drain spanning MP7, moet power supply noise attenuation (PSNA) aan knoop M ook berekend worden: VM = ΔVref + (gm,Q1 R1 ro,Q2)/(2 gm,MP7 (ro,Q2+ro,MP8) Req,4) ΔVref ≈ ΔVref. Waar ro,MP8 en ro,Q2 uitgangsweerstanden van MP8 en Q2; gm,MP7 transconductantie van MP7. Zoals in vergelijking (15), voedingsruis heeft weinig invloed op bron-gate spanning MP6. Dit maakt MP6 een hoge impedantie ro,MP6, die ruisimpacten van versterker en bandgatkern scheidt.

Equivalent weerstand van tak met I3 in Fig. 3 afgeleid via Fig. 4b: Req3 ≈ 6 Req,4/(gm,MX[3 gm,Q1 ro,Q1(RT+R1+ro,Q3)+3 Req,4+gm,Q1 ro,Q1 R1]). Waar gm,MX transconductantie van MX. Klein-signaal model equivalent weerstand van tak met I4 in Fig. 3 getoond in Fig. 4c: Req4 ≈ 1/gm,Q5 + R1 + RT + 1/gm,Q4 + R2. Klein-signaal equivalent weerstand van versterker en bandgatkern in Fig. 3: Req = Req1,2 || Req3 || Req4. Totale PSRR van voorgestelde spanningsreferentie geïllustreerd in Fig. 5. PSRR ≈ 6 Req,4/(gm,MX gm,MP3 ro,MP3 ro,MP6[3 gm,Q1 ro,Q1(RT+R1+ro,Q3)+3 Req,4+gm,Q1 ro,Q1 R1]). Aangezien gm ro >> 1 doorgaans geldig, wordt invloed voedingsruis op gegenereerde referentiespanning sterk onderdrukt.

Resultaten en discussie

De spanningsreferentie is geïmplementeerd in 180 nm BCD proces, layout Fig. 6, actief oppervlak 0,05690 mm². Gesimuleerde opstartgolven Fig. 7 tonen transiente procedure met voedingsspanning opbouw. Bij lage voedingsspanning is hele referentieschakeling niet volledig operationeel: opstarttakstroom heel klein, referentiespanning blijft nul. Met stijgende voedingsspanning is gegenereerde referentiespanning eerst stabiel bij ~2VBE door abnormale werking versterkerdeel in Fig. 2. Wanneer voedingsspanning minimale vereiste voedingsspanning van voorgestelde BGR overschrijdt, start kern operationele versterker, en referentiespanning stabiliseert snel op gewenste waarde. Opstartstroom daalt naar bijna nul met gewenste referentiespanning, voorgestelde SBCS vervangt stroomvoorziening met GSBL. Stroomverbruik opstartschakeling kleine deel van chip.

Temperatuurkarakteristieken gegenereerde referentiespanning VREF getoond in Fig. 8. Spanningvariatie VREF in -55°C ~ 125°C is 11,3 mV, TC 25 ppm/°C bereikt. Figuur 9 toont lijngevoeligheid (LS) van uitgangsreferentie spanning. Voorgestelde BGR kan succesvol opgebouwd worden boven 3 V voedingsspanning, VREF variatie 0,2 mV binnen 3-5 V voedingsspanning. Goede LS van 0,08‰/V gerealiseerd. Verbeterde PSRR prestatie Fig. 10: PSRR 76 dB bij lage frequenties overeenkomstig theoretische resultaten vergelijking (19), boven 46 dB tot 1 MHz. Conventionele binaire trimming methode geschikt voor voorgestelde BGR, 8-bit trimming voor RTrimming, 9 mV/LSB trimming stap. Tabel 1 toont prestaties getrimde spanningsreferentie met 3-5 V voedingsspanning en -55 tot 125 °C temperatuurbereik onder verschillende proceshoeken: typisch, langzaam, snel. Temperatuurdrifting binnen 0,6%, LS onder 0,12‰/V, PSRR boven 71 dB@10 Hz. Tabel 2 geeft kenmerksamenvatting voorgestelde spanningsreferentie en vergelijking met eerdere gerapporteerde referenties. Aangezien voorgestelde referentie gericht is op hoge voedingstabiliteit, geen hoge-orde temperatuurcompensatie gebruikt. TC van [11,12,13], gefocust op temperatuur of vermogensoptimalisatie, is kleiner dan voorgestelde referentie. TC kan verder geoptimaliseerd worden met gerapporteerde krommingcompensatiemethodes. Met gecompacteerde structuur worden LNFL en GSBL gerealiseerd met temperatuuronafhankelijke referentiespanning tegelijkertijd, met beste PSRR en LS prestaties in Tabel 2.

Conclusie

Een gecompacteerde zelf-gebiaseerde BGR met hoge PSRR wordt gepresenteerd. De PTAT spanning geïmplementeerd door operationele versterker met asymmetrische invoer offsetspanning, en negatieve temperatuurspanning gecombineerd voor referentieuitgangsspanning. Tegelijkertijd worden twee terugkoppelingslusjes, LNFL en GSBL, gerealiseerd met dezelfde onderdelen voor temperatuurstabiliteit, wat structurele complexiteit vermindert. Dit leidt tot zelfvoorzienendheid van voedingsstroom en voedingsgevoeligheidsverbetering met hoge PSRR.

Beschikbaarheid van data en materialen

Alle data gegenereerd of geanalyseerd tijdens deze studie zijn opgenomen in dit gepubliceerde artikel.

Afkortingen

BGR:

Bandgatreferentie

PSRR:

Power supply rejection ratio

TC:

Temperatuurcoëfficiënt

PTAT:

Proportional to absolute temperature

LNFL:

Lokale negatieve terugkoppelingslus