Een 180 nm self-biased bandgap-referentie met hoge PSRR-verbetering

Abstract

In dit artikel wordt een verbeterde self-biased bandgap reference (BGR) met hoge power supply reject ratio (PSRR) gepresenteerd. Een operationele versterker die een feedbacklus construeert, wordt gemultiplext met het genereren van een spanning met een positieve temperatuurcoëfficiënt (TC) voor een lager stroomverbruik, waarbij een offset-spanning wordt gebruikt om een spanning die evenredig is met de absolute temperatuur (PTAT) te bereiken. Met de temperatuuronafhankelijke referentiegeneratie worden twee feedbacklussen tegelijkertijd gerealiseerd voor PSRR-verbetering, die een lokale negatieve feedbacklus (LNFL) en een globale zelfvooringenomen lus (GSBL) vormen. De voorgestelde BGR is geïmplementeerd in een 180 nm BCD-technologie, waarvan de resultaten aantonen dat de gegenereerde referentiespanning 2,506 V is, en de TC 25 ppm/°C is in het temperatuurbereik van -55 tot 125 °C. De lijngevoeligheid (LS) is 0,08 ‰/V. Zonder filtercondensator is de PSRR 76 dB bij lage frequenties, meer dan 46 dB tot 1 MHz.

Inleiding

Spanningsreferentie is een van de kernmodules in elektronische systemen, die veel wordt gebruikt in medische elektronica, energiebeheer, draadloze omgevingssensoren en communicatiecircuits. Met de verbetering van de technologie blijft het chipgebied krimpen, en het anti-interferentievermogen blijft toenemen, en de vereisten voor structurele optimalisatie en ruisimmuniteit van spanningsreferentie nemen dramatisch toe, vooral in toepassingen op nanoschaal [1].

Conventionele bandgap-referentiecircuits (BGR) vereisen extra circuitblokken om biasstroom te leveren voor het hele circuit, wat het circuitoppervlak en het stroomverbruik aanzienlijk vergroot. Tegelijkertijd wordt de gegenereerde biasstroom sterk beïnvloed door de temperatuur, die de temperatuurcoëfficiënt (TC) van de referentiespanning beïnvloedt. Er zijn veel hoogwaardige gecompenseerde technieken voor verbeterde TC gerapporteerd, zoals stuksgewijze krommingscompensatie [2], exponentiële krommingscompensatie [3], op lekkage gebaseerde vierkantswortelcompensatie (LSRC) [4], enzovoort. Een ander nadeel van het conventionele BGR-circuit is dat het sterk wordt beïnvloed door de externe omgeving en dat de uitgangsspanning onstabiel is, wat de focus van dit artikel is.

Voedingsonderdrukkingsverhouding (PSRR) is een belangrijke parameter om de ruisimmuniteit van een spanningsreferentie te meten. Conventionele oplossingen om PSRR te verbeteren gaan ten koste van het chipoppervlak en het stroomverbruik [5], zoals extra versterkers, lange-kanaaltransistoren, cascodestructuren [6], extra versterkingstrap [7], enzovoort. Actieve verzwakker en impedantie-aanpassende compensatie werden toegepast in [8] om de PSRR bij respectievelijk lage en hoge frequenties te verbeteren. Yue et al. [9] gebruikte cascode-stroomspiegels om PSRR te verbeteren. Body bias en negatieve feedback technieken werden gebruikt in [10] voor hoge PSRR.

Om de bovengenoemde problemen op te lossen, wordt in deze briefing een verbeterde zelfingenomen BGR met een hoge PSRR voorgesteld. Er worden tegelijkertijd twee feedbacklussen gerealiseerd voor PSRR-verbetering, die een lokale negatieve feedbacklus (LNFL) en een global self-biased loop (GSBL) vormen. Ondertussen wordt een self-bias current source (SBCS) voor de hele BGR bereikt. In stabiele toestand wordt de voorgestelde BGR zelfaangedreven door de GSBL zonder extra biasstroommodules en chipgebied. De gepresenteerde techniek scheidt de voedingsspanning van de uitgangsreferentiespanning via een stroomversterker ingebed in GSBL, die de PSRR effectief kan verbeteren. Om te voorkomen dat de uitgangsspanning instabiel wordt, is er bovendien een LNFL ontworpen op de uitgangsspanningsaansluiting om de uitgangsspanning stabiel te houden. Bovendien wordt de temperatuurstabiele referentiespanning gegenereerd met LNFL en GSBL op een multiplex-manier. Met deze methoden wordt een zelfvooringenomen BGR met hoge PSRR-verbetering geïmplementeerd met een compactere structuur en stroomverbruik.

Methode

Zoals getoond in Fig. 1 bestaat het voorgestelde BGR-circuit uit een opstartcircuit, een stroomversterker, een operationele versterker en een bandgap-referentiekern. Het opstartcircuit wordt gebruikt om van het nulpunt af te komen. De ingebouwde offset-spanning in de versterker is ingesteld om evenredig te zijn met de absolute temperatuur (PTAT) spanning, die een PTAT-stroom door weerstand R1 kan realiseren. Met de positieve TC van spanning over R1 en R2, de negatieve TC van V _BE(Q5) en V _BE(Q4) kan correct worden geannuleerd om een temperatuurstabiele referentiespanning op knooppunt V . te bereiken _REF . Tegelijkertijd werd een LNFL gevormd met behulp van een versterker om de prestaties te verbeteren. Gecombineerd met de stroomversterker bovenaan Fig. 1 wordt een GSBL gerealiseerd voor verdere PSRR-verbetering. De detailimplementatie van de voorgestelde BGR wordt getoond in Fig. 2.

Equivalent architectuurdiagram van voorgestelde spanningsreferentie

Schema van voorgestelde spanningsreferentie

Opstartcircuit

Het opstartcircuit wordt getoond in het linkerdeel van Fig. 2. Aan het begin van de opstartfase, uitgangsspanning V _REF is op een laag niveau, waardoor MN8 en MN9 worden uitgeschakeld. De stroom door MP1_1 wordt gebruikt om een opstartstroom naar MP5 te genereren, waarbij MP1_1 een grote weerstand is met een vrij kleine aspectverhouding. De spanning bij V _REF wordt geleidelijk opgeladen door de opstartstroom. Wanneer de spanning bij V _REF de minimale bedrijfsspanning van het bandgap-kerndeel overschrijdt, wordt de biasstroom voor de versterker gegenereerd. Dit zal de BGR naar het gewenste bedieningspunt sturen. Tegelijkertijd zullen de transistoren MN8 en MN9 geleidelijk aan worden ingeschakeld, waardoor de voedingsstroom van MP5 wordt geschakeld naar de zelfvoorspanning die wordt gegenereerd in de bandgap-kern. Nadat het opstarten is voltooid, wordt de opstartstroom niet uitgeschakeld gedurende V _REF heraanpassing in het geval van een daling van de referentiespanning om een of andere reden [11].

SBCS-generator

Er zijn twee SBCS-lussen in de voorgestelde BGR, die nuttig zijn voor prestatieverbetering [1]. De eerste bevindt zich bij de staartstroom van de versterker. De PTAT-stroom door transistor Q4 wordt gespiegeld in Q3. De stroom door Q4 wordt echter bepaald door de spanning over weerstand R1, die is vastgeklemd op de ingangsoffsetspanning van de versterker. Vanwege dezelfde beeldverhoudingen van MP7 en MP8, kan de ingangsoffsetspanning van de versterker worden uitgedrukt als

$$ {V}_{OS}={V}_T\ln N $$ (1)

waar N is de oppervlakteverhouding van Q1 en Q2, en V _T is de thermische spanning. Daarom is de stroom in de kerndelen van de versterker en bandgap de PTAT-stroom, die kan worden gegeven door

$$ {I}_{R1}={V}_T\ln N/{R}_1 $$ (2)

De stroom van de bandgap-referentiekern wordt in de versterker gespiegeld als staartstroom, waardoor de eerste zelfvooringenomen lus wordt gevormd.

De tweede SBCS-lus bestaat uit de stroomversterker. De in vergelijking (2) getoonde PATA-stroom wordt in de stroomversterker gespiegeld door de stroomspiegel van MP7 en MP6. Dan de huidige, I , wordt versterkt door K als de huidige bron naar knooppunt VREF, wat kan worden omschreven als

$$ K={k}_1{k}_2 $$ (3)

waar k ₁ =S _{MN 6} /S _{MN 7} , k ₂ =S _MP3 /S _MP2 , S _ik is de beeldverhouding van transistor i . Daarom is de huidige, KI , wordt opnieuw geïnjecteerd in de versterker- en bandgap-kernonderdelen, die de tweede zelfvoorspanningslus construeren.

Om een goede werking met een laag stroomverbruik te garanderen, is de huidige, KI , moet iets groter zijn dan de minimale stroomvereiste van de versterker en de bandgap-kern. In het voorgestelde ontwerp zijn de stromen door MP6, MP7 en MP8 op hetzelfde niveau ingesteld, I . De stroom door de bandgap-kern is 2I . Daarom is de relatie, 6 ≥ K> 5, moet worden voldaan [12,13,14].

V _REF Generatorcircuit

De V _REF generatorcircuit wordt getoond in het rechter deel van Fig. 2, dat bestaat uit een versterker en bandgap-kern. Zoals weergegeven in vergelijking (2), wordt de PTAT-offsetspanning van de versterker gemultiplext door de SBCS-lussen [15]. Dit maakt de stroom door R1, R2 en R_Trimmen is PTAT-stroom, die wordt gebruikt als temperatuurcompensatie van de negatieve TC van Q4 en Q5. De gegenereerde referentiespanning, V _REF , kan worden uitgedrukt als

$$ {V}_{REF}=2{V}_{BE}+\left(1+\frac{R_2+{R}_{Trim\min g}}{R_1}\right){V}_T\ ln N $$ (4)

Met de verhoudingsaanpassing van (R ₂ + R _{Trimmen min g} )/R ₁ , kan een temperatuurgecompenseerde referentiespanning worden gerealiseerd met een drift bij lage temperatuur.

Feedback

Een LNFL wordt tot stand gebracht in de versterker en bandgap-kern, die wordt gevormd door twee kleine LNFL's. De eerste, loop1, is van de ingang van de versterker naar V _REF en terugkoppeling naar de ingang van de versterker. De andere, loop2, is van V _REF via Bandgap-kern naar huidige staart van versterker en feedback naar V _REF . Voor loop1 zijn er dubbele aansluitnetten met positieve terugkoppeling en negatieve terugkoppeling met de ingang van de versterker. De positieve feedbacklus bestaat uit Q5, R2, R1, Q1, MP8 en MX. De negatieve feedbacklus bestaat uit Q5, R2, Q2 en MX. De versterking van de positieve en negatieve feedbacklus wordt afgeleid als

$$ {A}_{V, PF}=\frac{R_{Trim\min g}}{R_1+{R}_{Trim\min g}+{R}_2}{g}_{m,Q1} {r}_{o, MP8} $$ (5) $$ {A}_{V, NF}=\frac{R_1+{R}_{Trim\min g}}{R_1+{R}_{Trim\ min g}+{R}_2}{g}_{m,Q2}{r}_{o, MP8} $$ (6)

waar g _{m , V 1} is de transconductantie van transistor Q1, r _{o , Kamerlid 8} is de uitgangsweerstand van transistor MP8, en de g _m van Q1 en Q2 is ongeveer gelijk. Aangezien het effect van de negatieve feedbacklus sterker is dan dat van de positieve feedbacklus, gedraagt de loop1 zich als een feedbacklus, waarvan de luskarakteristiek kan worden uitgedrukt als

$$ {T}_{\mathrm{loop}1}\circa \frac{R_1}{R_1+{R}_{Trim\min g}+{R}_2}{g}_{m,Q1}{r }_{o, MP8} $$ (7) $$ {p}_0\circa \frac{1}{r_{o, MP8}{C}_1} $$ (8)

waar p ₀ is de dominante pool. Met betrekking tot loop2 kan de uitvoering worden gegeven door

$$ {T}_{\mathrm{loop}2}\circa \frac{1/{g}_{m, MP8}}{R_1+{R}_{Trim\min g}+{R}_2} $ $ (9) $$ {p}_1\ongeveer \frac{g_{m, MP8}}{C_1} $$ (10)

waar g _{m , Kamerlid 8} is de transconductantie van transistor MP8, en p ₁ is de dominante pool. Als resultaat is de totale lusversterking van LNFL

$$ {T}_{\mathrm{LNFL}}\circa \frac{R_1{g}_{m,Q1}{r}_{o, MP8}+1/{g}_{m, MP8}} {R_1+{R}_{Trim\min g}+{R}_2}\frac{1+s/{z}_0}{\left(1+s/{p}_0\right)\left(1+ s/{p}_1\right)} $$ (11)

Rekening houdend met vergelijking (2), kan vergelijking (11) worden herschreven als,

$$ {T}_{\mathrm{LNFL}}\circa \frac{r_{o, MP8}\ln N+1/{g}_{m, MP8}}{R_1+{R}_{Trim\min g}+{R}_2}\frac{1+s/{z}_0}{\left(1+s/{p}_0\right)\left(1+s/{p}_1\right)} $$ (12)

waar z ₀ ≈ g _{m , Kamerlid 8} /[C ₁ (1 + 1/ ln N )]. Sinds N =8 in het voorgestelde ontwerp, het maakt de nul, z ₀ , ongeveer gelijk aan tweemaal de pool, p ₁ , waarmee de lusbandbreedte van LNFL met twee keer kan worden vergroot.

Een GSBL wordt gevormd door de stroomversterker, bandgap-kern en versterker, die biasstroom voor het hele circuit kunnen leveren in een zelfvoorzienende methode met verbeterde PSRR-prestaties. De lusversterking van GSBL kan worden gegeven door

$$ {T}_{\mathrm{GSBL}}\circa \frac{K\left(1/3{g}_{m, MP8}\Big\Vert 1/{g}_{m, MX}\ rechts)}{R_1+{R}_{Trim\min g}+{R}_2} $$ (13)

waar g _{m , MX} is de transconductantie van transistor M _X . Het belangrijkste effect van transistor M _X is om de equivalente impedantie bij V . te verlagen _REF met het gemak van luscompensatie. T _GSBL is ingesteld om kleiner te zijn dan één in het voorgestelde ontwerp, wat oscillatie kan voorkomen.

Met behulp van LNFL en GSBL, de stabiliteit van gegenereerde referentiespanning, V _REF , kan sterk worden verbeterd.

PSRR van voorgestelde spanningsreferentie

Om de PSRR-berekening van het voorgestelde circuit te vereenvoudigen, wordt de equivalente weerstand van het onderdeel aangedreven door de referentiespanning, V _REF , wordt eerst berekend. Het rekenschema van dit onderdeel wordt getoond in Fig. 3 [16].

R_eq rekenschema

Figuur 4a toont een kleinsignaalmodel voor de equivalente weerstandsberekening van circuittakken 1, 2, waarbij stromen I ₁ en ik ₂ stroom in Fig. 3, respectievelijk. Dan is de equivalente weerstand, R _{eq 1,2} , kan worden uitgedrukt als

$$ {R}_{eq1,2}\circa \frac{3{R}_{eq,4}{r}_{o,Q1}}{3{g}_{m,Q1}{r} _{o,Q1}\left({R}_T+{R}_1+{r}_{o,Q3}\right)+{g}_{m,Q1}{R}_1{r}_{o, Q1}+3{R}_{eq,4}} $$ (14)

waar g _{m ,V 1} en r _{o ,V 1} zijn respectievelijk transconductantie en uitgangsweerstand van Q1; R _{eq 4} is equivalente weerstand van tak met I ₄ . Aangezien de gate-spanning van MP6 getoond in Fig. 2 wordt bepaald door de drain-spanning van MP7, moet ook de ruisonderdrukking van de voeding (PSNA) op knooppunt M worden berekend, wat kan worden gegeven door

$$ {V}_M=\Delta {V}_{ref}+\frac{g_{m,Q1}{R}_1{r}_{o,Q2}}{2{g}_{m, MP7 }\left({r}_{o,Q2}+{r}_{o, MP8}\right){R}_{eq4}}\Delta {V}_{ref}\circa \Delta {V} _{ref} $$ (15)

waar r _{o ,Kamerlid 8} en r _{o ,V 2} zijn uitgangsweerstand van respectievelijk MP8 en Q2; g _{m ,Kamerlid 7} is de transconductantie van MP7. Zoals geclaimd in vergelijking (15), heeft de voedingsruis weinig invloed op de source-gate-spanning van MP6. Hierdoor werkt MP6 als een hoge impedantie, r _{o ,Kamerlid 6} , die de ruiseffecten van de versterker- en bandgap-kernonderdelen scheidt.

Kleinsignaalmodel voor R_eq . een R_eq1,2 rekenschema. b R_eq3 rekenschema. c R_eq4 rekenschema

De equivalente weerstand van vertakking met I ₃ in Fig. 3 kan worden afgeleid door Fig. 4b, wat kan worden uitgedrukt als

$$ {R}_{eq3}\circa \frac{6{R}_{eq,4}}{g_{m, mx}\left[3{g}_{m,Q1}{r}_{ o,Q1}\left({R}_T+{R}_1+{r}_{o,Q3}\right)+3{R}_{eq,4}+{g}_{m,Q1}{r }_{o,Q1}{R}_1\right]} $$ (16)

waar g _{m ,Mx} is de transconductantie van Mx. Het kleinsignaalmodel van equivalente weerstand van vertakking met I ₄ in Fig. 3 wordt getoond in Fig. 4c, dat wil zeggen,

$$ {R}_{eq4}\circa 1/{g}_{m,Q5}+{R}_1+{R}_T+1/{g}_{m,Q4}+{R}_2 $$ (17)

Daarom is de equivalente weerstand met klein signaal van de kerndelen van de versterker en de bandgap in figuur 3

$$ {R}_{eq}={R}_{eq1,2}\left\Vert {R}_{eq3}\right\Vert {R}_{eq4} $$ (18)

Daarom kan de totale PSRR van de voorgestelde spanningsreferentie worden geïllustreerd in Fig. 5. De PSRR kan worden gegeven door

$$ \frac{\Delta {V}_{ref}}{\Delta {V}_{CC}}\circa \frac{6{R}_{eq,4}}{g_{m, mx}{ g}_{m, mp3}{r}_{o, mp3}{r}_{o, mp6}\left[3{g}_{m,Q1}{r}_{o,Q1}\left ({R}_T+{R}_1+{r}_{o,Q3}\right)+3{R}_{eq,4}+{g}_{m,Q1}{r}_{o,Q1 }{R}_1\rechts]} $$ (19)

Sinds g _m r _o>>> 1 algemeen geldig is, wordt de invloed van ruis van de voeding op de gegenereerde referentiespanning sterk onderdrukt.

Kleinsignaalmodel voor PSRR

Resultaten en discussie

De spanningsreferentie is geïmplementeerd in een 180 nm BCD-proces, waarvan de lay-out wordt getoond in Fig. 6, met een 0,05690 mm² actief gebied.

Lay-out van voorgestelde schakeling

De gesimuleerde opstartgolfvormen worden getoond in Fig. 7, die de transiënte procedure illustreert met het tot stand brengen van de voedingsspanning. Wanneer de voedingsspanning klein is, is het hele referentiecircuit niet volledig in bedrijf, wat betekent dat de opstarttakstroom erg klein is en de referentiespanning op nul wordt gehouden. Met het stijgen van de voedingsspanning is de gegenereerde referentiespanning eerst stabiel op ongeveer 2V _BE vanwege de abnormale werking van het versterkergedeelte in Fig. 2. Wanneer de voedingsspanning boven de minimaal vereiste voedingsspanning van de voorgestelde BGR stijgt, begint de operationele kernversterker te werken en wordt de referentiespanning snel gestabiliseerd op de gewenste waarde. Bovendien zakt de aanloopstroom bij een gewenste referentiespanning ongeveer tot nul, terwijl de voorgestelde SBCS de plaats inneemt van de stroomvoorziening bij de GSBL. Het stroomverbruik van het opstartcircuit is goed voor een klein deel van dat van de chip.

Tijdelijke opstartkarakteristiek van voorgestelde spanningsreferentie

De temperatuurkarakteristieken van de gegenereerde referentiespanning, V _REF , worden getoond in Fig. 8. De spanningsvariatie van V _REF in het bereik van −55 °C ~ 125 °C is 11,3 mV, waarbij een TC van 25 ppm/°C wordt bereikt.

Temperatuurafhankelijkheid van gegenereerde referentiespanning

Afbeelding 9 toont de lijngevoeligheid (LS) van de referentie-uitgangsspanning. De voorgestelde BGR kan met succes worden vastgesteld over een voedingsspanning van 3 V en V _REF variatie is 0.2 mV binnen 3 -5 V voedingsspanning. Dit betekent dat een goede LS van 0,08‰/V wordt gerealiseerd.

Voedingsafhankelijkheid van gegenereerde referentiespanning

De verbeterde PSRR-prestaties worden geïllustreerd in Fig. 10, die een PSRR van 76 dB heeft, wat overeenkomt met de theoretische resultaten in vergelijking (19) bij lage frequenties en boven 46 dB tot 1 MHz.

PSRR-kenmerk van voorgestelde spanningsreferentie

Conventionele binaire trimmethode is geschikt voor de voorgestelde BGR, die een 8-bits trimming toepast voor R _Trimmen . Hiermee kan een trimstap van 9 mV/LSB worden gerealiseerd. Tabel 1 toont de prestaties van getrimde spanningsreferentie met 3 -5 V voedingsspanning en −55 tot 125 °C temperatuurbereik onder verschillende proceshoeken, waaronder typische, langzame en snelle gevallen. Zoals weergegeven in tabel 1, ligt de temperatuurafwijking binnen 0,6%, is de LS lager dan 0,12‰/V en ligt de PSRR boven 71 dB@10 Hz.

Tabel 2 geeft de karakteristieke samenvatting van de voorgestelde spanningsreferentie en de vergelijking met enkele eerder gerapporteerde spanningsreferenties. Aangezien de voorgestelde spanningsreferentie gericht is op een hoge voedingsstabiliteit, wordt in dit artikel geen temperatuurcompensatie van hoge orde gebruikt. Daarom is de TC van [11,12,13], die zich voornamelijk richt op methoden voor temperatuur- of vermogensoptimalisatie, kleiner dan die van de voorgestelde spanningsreferentie. De TC van de voorgestelde spanningsreferentie kan indien nodig verder worden geoptimaliseerd met in de literatuur gerapporteerde krommingscompensatiemethoden. Met de voorgestelde compacte structuur worden LNFL en GSBL tegelijkertijd gerealiseerd met een temperatuuronafhankelijke referentiespanning, die de beste PSRR- en LS-prestaties heeft in Tabel 2.

Conclusie

In dit artikel wordt een gecomprimeerde zelfingenomen BGR met een hoge PSRR gepresenteerd. De PTAT-spanning wordt geïmplementeerd door een operationele versterker met asymmetrische ingangsoffsetspanning, en de negatieve temperatuurspanning wordt gesuperponeerd om een referentie-uitgangsspanning te genereren. Tegelijkertijd worden twee feedbackloops, LNFL en GSBL, gerealiseerd met dezelfde onderdelen voor temperatuurstabiliteit, wat de structurele complexiteit vermindert. Dit leidt tot zelfvoorziening van de voedingsstroom en verbetering van de gevoeligheid van de voeding met een hoge PSRR.