Ultra-laag-vermogen Weerstandsloze Spanningreferentie met Uitzonderlijke PSRR

Samenvatting

In dit artikel wordt een nano-watt weerstandsloze subdrempel-spanningreferentie met hoge power supply rejection ratio (PSRR) gepresenteerd. Een zelf-gebiaseerde MOS-spanningsdeler wordt voorgesteld om biasstroom voor de gehele spanningreferentie te leveren, wat een positieve temperatuurcoëfficiënt (TC) stroom is die drempelspanningskenmerken bevat. Door de gegenereerde stroom in te spuiten in een transistor met een andere drempelspanning, wordt een delta drempelspanning met een sterk verminderde negatieve TC gerealiseerd en tegelijkertijd temperatuurgecompenseerd door een gegenereerd positief TC-item. Daarom wordt een temperatuurstabiele spanningreferentie bereikt in de voorgestelde gecompacteerde methode met laag vermogensverbruik en hoge PSRR. Verificatieresultaten met 65-nm CMOS-technologie tonen aan dat de minimum voedingspanning zo laag kan zijn als 0,35 V met een actief oppervlak van 0,00182-mm². De gegenereerde referentiespanning is 148 mV, met een TC van 28 ppm/°C voor het −30 tot 80 °C temperatuurbereik. De lijngevoeligheid is 1,8 mV/V, en de PSRR zonder enige filtercondensator bij 100 Hz is 53 dB met een vermogensverbruik van 2,28 nW.

Inleiding

Spanningreferentie is een van de kernmodules in elektronische systemen, die breed gebruikt wordt in medische elektronica, vermogensbeheer, draadloze omgevingsensoren en communicatiecircuits. Naarmate de voedingspanning van elektronische systemen blijft dalen met technologische verbetering, stijgen de eisen aan een laag-vermogen spanningreferentie met nanoschaaltechnologie kritiek [1, 2].

Conventionele spanningreferenties zijn gebaseerd op een bandgaapreferentie (BGR) circuit, wat een gewogen som is van V_BE en thermische spanning [3, 4]. Echter, door het niet-lineaire temperatuurgedrag van V_BE, is het essentieel om krommingcompensatiebenaderingen te gebruiken om de precisie van BGR te verbeteren [5, 6]. Een ander nadeel van BGR is het vermogensverbruik. De V_BE is rond 0,7 V zonder te krimpen met procesverbetering, wat de voedingspanning absoluut beperkt. Dit maakt BGRs ongeschikt voor lage-spannings- en nanoschaaltoepassingen.

Om laag-vermogenswerking te bereiken, worden MOS-only subdrempel-spanningreferenties geleidelijk geadopteerd [7,8,9,10]. Aangezien transistoren in een zwakke-inversieregio inherente voordelen hebben in laag-vermogenstoepassingen met zeer kleine stroom, kan het vermogensverbruik van betrekkelijke spanningreferenties effectief worden verminderd. Bovendien, aangezien de kenmerken van metal-oxide-halfgeleider-veld-effect-transistor (MOSFET) consistent zijn met procesverbetering, is spanningreferentie gebaseerd op MOSFET meer aanpasbaar aan geavanceerde technologieën. Daarnaast moet het gebruik van weerstanden ook vermeden worden in laag-vermogenstoepassingen. Aangezien de stroom in de spanningreferentie meestal omgekeerd evenredig is met de weerstandswaarde, betekent laag-vermogensdissipatie hoge-ohmse weerstanden [10], wat grote ruis kan induceren die een groot chipoppervlak inneemt.

Power supply rejection ratio (PSRR) is een andere belangrijke parameter van spanningreferentie. Conventionele oplossingen om PSRR te verbeteren gaan ten koste van chipoppervlak en vermogensverbruik, zoals additionele versterkers [11], lange-kanaal-transistoren [12], cascode-structuren en additionele versterkerstages [13].

Om de bovenstaande problemen te overwinnen, wordt in deze brief een nano-watt MOSFET-gebaseerde weerstandsloze subdrempel-spanningreferentie met hoge PSRR voorgesteld, wat geschikt is voor geavanceerde technologieën, zoals nanoschaalproces. Een zelf-gebiaseerde MOSFET-spanningsdeler voor PSRR-verbetering wordt geadopteerd in de voorgestelde spanningreferentie, die een positieve temperatuurcoëfficiënt (TC) stroom genereert die drempelspanningskenmerken bevat. De stroom fungeert als biastromen voor de gehele spanningreferentie. Bovendien wordt de in de biastroom ingebedde drempelspanning gereproduceerd door biastroom in te spuiten in MOSFET met verschillende drempelspanningen in het artikel. Met de voorgestelde methode wordt een delta drempelspanning (∆V_TH) met sterk verminderde negatieve TC verkregen. Bovendien wordt een gewogen proportioneel aan absolute temperatuur (PTAT) item ook verkregen, terwijl een gewogen som van ∆V_TH en PTAT-spanning tegelijkertijd gerealiseerd wordt. Door de wederzijdse TC-annulering van twee verschillende drempelspanningen, kan de vereiste PTAT-spanning aanzienlijk worden verminderd voor temperatuurcompensatie. Door deze methode wordt een MOSFET-only weerstandsloze spanningreferentie bereikt door een gecompacteerde structuur met laag vermogensverbruik.

Methode

Zoals getoond in Fig. 1, is de voorgestelde spanningreferentie samengesteld uit een opstartcircuit, een zelf-gebiaseerde stroomgenerator en een V_REF genererend circuit. Alle n-kanaal MOSFETs zijn een medium drempelspanning N-type metaal-oxide-halfgeleider (mvt NMOS). MP4 is een hoge drempelspanning transistor P-type metaal-oxide-halfgeleider (hvt PMOS), en de andere p-kanaal MOSFETs zijn een medium drempelspanning PMOS (mvt PMOS). Alle in Fig. 1 getoonde transistoren werken in de subdrempelregio, behalve die in het opstartcircuit.

Ultra-laag-vermogen Weerstandsloze Spanningreferentie met Uitzonderlijke PSRR

Opstartcircuit

Het opstartcircuit bestaat uit MP5, MP6 en MN4. Aan het begin van een power-on-fase is de gate-potentiaal van MP6 laag en is MPING ingeschakeld. De stroom gegenereerd door MP6 laat de gate-potentiaal van MN1 en MN2 stijgen, en het hele circuit begint te werken. Tegelijkertijd laadt MP5 de opstartcondensator op, MN4. Met de oplaadprocedure van MN4, wordt transistor MP6 geleidelijk uitgeschakeld, wat het opstartcircuit losmaakt van de kern van de voorgestelde spanningreferentie zonder additionele vermogensdissipatie. Door deze methode kan de voorgestelde spanningreferentie werken in een gewenst werkpunt vermijdend een degeneratiepunt.

Zelf-gebiaseerde Stroomgenerator

Het middelste deel in Fig. 1 is een zelf-gebiaseerde stroomgenerator, wat gebaseerd is op een MOSFET-only spanningsdeler. De biastroom met positieve TC voor de gehele spanningreferentie wordt gegenereerd in dit deel, wat relevant is voor de medium drempelspanning van NMOS. De unieke karakteristiek van de gepresenteerde biastroom wordt geadopteerd om de voorgestelde spanningreferentie op een handige manier te realiseren, wat in de "Methode" sectie geanalyseerd zal worden.

Met betrekking tot spanning-stroom karakteristiek van een transistor in de subdrempelregio, wordt de drainstroom van de transistor in de subdrempel bijna onafhankelijk van V_DS met V_DS> 4V_T, waar V_T = kT/q de thermische spanning is, k de Boltzmann-constante, q de elementaire lading, en T de absolute temperatuur. Daarom kan de stroom worden uitgedrukt als:

$$ {I}_{\mathrm{D}}={SI}_{\mathrm{SQ}}\exp \left(\frac{V_{\mathrm{GS}}-{V}_{\mathrm{T}\mathrm{H}}}{mV_{\mathrm{T}}}\right) $$ (1)

waarbij S = W/L de aspectratio is, m de subdrempelhoekfactor, V_TH de drempelspanning, en I_SQ de specifieke stroom vertegenwoordigt en gegeven wordt door:

$$ {I}_{\mathrm{SQ}}=\mu {C}_{\mathrm{OX}}\left(m-1\right){V_T}^2 $$ (2)

waarbij μ de draagermobiliteit is en C_OX de oxide-capaciteit per eenheidsoppervlak.

Daarom kunnen de stromen door de MOSFET-only spanningsdeler, gevormd door MN1, MN2 en MN3, als volgt worden uitgedrukt:

$$ {I}_{\mathrm{D}\_\mathrm{MN}1}={S}_{\mathrm{MN}1}{I}_{\mathrm{SQN}}\exp \left(\frac{V_{\mathrm{GS}\_\mathrm{MN}1}-{V}_{\mathrm{T}\mathrm{HN}}}{mV_{\mathrm{T}}}\right) $$ (3) $$ {I}_{\mathrm{D}\_\mathrm{MN}2}={S}_{\mathrm{MN}2}{I}_{\mathrm{SQN}}\exp \left(\frac{V_{\mathrm{GS}\_\mathrm{MN}2}-{V}_{\mathrm{T}\mathrm{HN}}}{mV_{\mathrm{T}}}\right) $$ (4) $$ {I}_{\mathrm{D}\_\mathrm{MN}3}={S}_{\mathrm{MN}3}{I}_{\mathrm{SQN}}\exp \left(\frac{V_{\mathrm{GS}\_\mathrm{MN}3}-{V}_{\mathrm{T}\mathrm{HN}}}{mV_{\mathrm{T}}}\right) $$ (5)

waarbij I_SQN de specifieke stroom van NMOS is en V_THN de drempelspanning van NMOS.

Omdat de aspectratio's van MN2 en MN3 hetzelfde zijn en I_{D_MN2} = I_{D_MN3}, is V_{GS_MN2} = V_{GS_MN3} gegarandeerd. Dit maakt V_{GS_MN1} = 2V_{GS_MN2}. Bovendien vormen de PMOS-transistoren de stroomspiegels en definiëren de stroomverhoudingen K₁ = S_MP1/S_MP2 en K₂ = S_MP3/S_MP2. De relatie van drainstromen tussen MN1 en MN2 kan worden uitgedrukt als:

$$ {I}_{\mathrm{D}\_\mathrm{MN}1}={K}_1{I}_{\mathrm{D}\_\mathrm{MN}2} $$ (6)

Gecombineerd met Eqs. (3)–(6), kunnen V_{GS_MN2} en I_{D_MN2} als volgt worden gegeven:

$$ {V}_{\mathrm{GS}\_\mathrm{MN}2}={mV}_{\mathrm{T}}\ln \left(\frac{K_1{S}_{\mathrm{MN}2}}{S_{\mathrm{MN}1}}\right) $$ (7) $$ {I}_{\mathrm{D}\_\mathrm{MN}2}={S}_{\mathrm{MN}2}{I}_{\mathrm{SQN}}\exp \left(\ln \frac{K_1{S}_{\mathrm{MN}2}}{S_{\mathrm{MN}1}}-\frac{V_{\mathrm{T}\mathrm{HN}}}{mV_{\mathrm{T}}}\right) $$ (8)

Voor de gemak van analyse kan Eq. (8) worden afgekort als:

$$ {I}_{\mathrm{D}\_\mathrm{MN}2}={aT}^{2-{n}_1}\exp \left(b-\frac{V_{\mathrm{T}\mathrm{HN}}}{mV_{\mathrm{T}}}\right) $$ (9)

waarbij a = S_MN2μ_n0C_OX(m − 1)(k/q)² en b = ln(K₁S_MN2/S_MN1) onafhankelijk zijn van temperatuur, μ_n0 een temperatuur-onafhankelijke factor van draagermobiliteit is, en n₁ de absolute temperatuur-exponentterm van draagermobiliteit is, meestal rond 1,5.

Zoals getoond in Eq. (9), is drempelspanning V_THN complementair aan absolute temperatuur (CTAT), terwijl thermische spanning V_T evenredig is aan absolute temperatuur (PTAT). Naarmate de temperatuur stijgt, zal V_THN/(mV_T) afnemen, zodat de positieve stroomkenmerken van de biastroom versterkt zullen worden.

Door deze methode wordt een positieve TC biastroom bereikt door MOSFET-only structuur, wat de kenmerken van NMOS-drempelspanning draagt.

V _REF Genererend Circuit

Het V_REF genererende circuit wordt getoond in het rechterdeel van Fig. 1, wat slechts gevormd wordt door twee transistoren, MP3 en MP4. Vanwege de subdrempelregio-werking, kan I_{D_MP4} worden geschreven als:

$$ {I}_{\mathrm{D}\_\mathrm{MP}4}={S}_{\mathrm{MN}4}{I}_{\mathrm{SQP}}\exp \left(\frac{\mid {V}_{\mathrm{GS}\_\mathrm{MP}4}\mid -\mid {V}_{\mathrm{T}\mathrm{HP}}\mid }{mV_{\mathrm{T}}}\right) $$ (10)

waarbij I_SQP de specifieke stroom van PMOS is en V_THP de V_TH van PMOS.

Omdat I_{D_MP4} = K₂I_{D_MN2}, kunnen de kenmerken van NMOS-drempelspanning, V_THN, naar de uitvoernode worden overgedragen en superponeren met de kenmerken van PMOS-drempelspanning, V_THP. Uit Eqs. (8) en (10), kan V_REF worden geschreven als:

$$ {V}_{\mathrm{REF}}=\mid {V}_{\mathrm{T}\mathrm{HP}}\mid -{V}_{\mathrm{T}\mathrm{HN}}+{mV}_{\mathrm{T}}\ln \left(\frac{K_2{S}_{\mathrm{MN}2}{I}_{\mathrm{SQn}}}{S_{\mathrm{MP}4}{I}_{\mathrm{SQP}}}\right)+{mV}_{\mathrm{T}}\ln \left(\frac{K_1{S}_{\mathrm{MN}2}}{S_{\mathrm{MN}1}}\right) $$ (11)

Zoals getoond in de eerste twee items van Eq. (11), wordt een delta drempelspanning gerealiseerd. Aangezien V_TH = V_TH0 − βT, waar V_TH0 de drempelspanning is bij 0 K en β de TC van de drempelspanning, is de gegenereerde delta drempelspanning een complementair aan absolute temperatuur (CTAT) spanning met sterk ingekrimpte TC met |βV_THP| > βV_THN. Bovendien worden twee additionele PTAT-spanningen gelijktijdig gerealiseerd en getoond in de laatste twee items van Eq. (11), die geadopteerd worden om de verminderde TC van delta drempelspanning te annuleren. Daarom wordt een gecompacteerde temperatuurstabiele referentiespanning bereikt zonder ingewikkelde structuur, wat stabiel is bij |V_THP0| − V_THN0.

Op basis van de vorige analyse wordt een laag-vermogen MOSFET-only spanningreferentie gerealiseerd in dit artikel wat slechts drie takken in de kern vereist. Met de unieke kenmerken van een zelf-gebiaseerde stroombron, wordt één diode-gekoppelde PMOS geadopteerd om een CTAT-spanning met ingekrimpte TC, PTAT-spanningsgenerator en gewogen sommatie tegelijkertijd te bereiken. Wat meer is, de voorgestelde structuur is alleen opgebouwd uit MOSFETs, en de gegenereerde referentiespanning is evenredig aan de delta drempelspanning. Daarom is de voorgestelde spanningreferentie meer geschikt voor laag-vermogensverbruik toepassingen met nanoschaaltechnologie, wat verder uitgebreid kan worden naar meer geavanceerde technologieën.

PSRR van Voorgestelde Spanningreferentie

Om de PSRR-prestaties te illustreren, worden de paden van voedingspanningsruis naar V_REF en corresponderende equivalente functiediagrammen getoond in Fig. 2.

Op basis van Fig. 2, wordt het kleine-signaalmodel van pad 3 getoond in Fig. 3, en de volgende vergelijking kan worden verkregen:

$$ \frac{v_{\mathrm{dd}}-{v}_{\mathrm{A}}}{r_{\mathrm{ds},\mathrm{MP}1}}+{g}_{\mathrm{m},\mathrm{MP}1}{v}_{\mathrm{dd}}=\frac{v_{\mathrm{A}}}{r_{\mathrm{ds},\mathrm{MN}1}}+{g}_{\mathrm{m},\mathrm{MN}1}{v}_{\mathrm{A}} $$ (12)

Uit Eq. (12), kan de uitdrukking van de voedingsruis door pad 3 naar knooppunt A als volgt worden gegeven:

$$ {Av}_{\mathrm{pad}3}=\frac{v_{\mathrm{A}}}{v_{\mathrm{dd}}}=\frac{r_{\mathrm{ds},\mathrm{MN}1}+{g}_{\mathrm{m},\mathrm{MP}1}{r}_{\mathrm{ds},\mathrm{MN}1}{r}_{\mathrm{ds},\mathrm{MP}1}}{r_{\mathrm{ds},\mathrm{MP}1}+{r}_{\mathrm{ds},\mathrm{MN}1}+{g}_{\mathrm{m},\mathrm{MN}1}{r}_{\mathrm{ds},\mathrm{MN}1}{r}_{\mathrm{ds},\mathrm{MP}1}} $$ (13)

De transconductantie van de transistor werkend in de subdrempelregio is g_m = I_D/mV_T. Daarom kan de relatie tussen g_m,MP1 en g_m,MN1 met dezelfde stroom worden gegeven als g_m,MP1 = g_m,MN1. Dan kan Eq. (13) worden vereenvoudigd als:

$$ {Av}_{\mathrm{pad}3}\approx 1 $$ (14)

Knooppunt B heeft ook een effect op knooppunt A via pad 1, maar het effect is tegengesteld aan pad 3, wat kan worden uitgedrukt als:

$$ {Av}_{\mathrm{pad}1}\approx -1 $$ (15)

Voor V_A = 2V_GS,MN2, is de winst van pad 2 gegeven als:

$$ {Av}_{\mathrm{pad}2}=-\frac{1}{2}{g}_{\mathrm{m},\mathrm{MN}2}\left(2{r}_{\mathrm{ds},\mathrm{MN}2}\Big\Vert \frac{1}{g_{\mathrm{m},\mathrm{MP}2}}\right)\approx -\frac{1}{2} $$ (16)

Het effect van v_dd op knooppunt B via pad 4 kan worden geschreven als:

$$ {Av}_{\mathrm{pad}4}=\frac{2{r}_{\mathrm{ds},\mathrm{MN}2}}{\left(1/{g}_{\mathrm{m},\mathrm{MP}2}\right)+2{r}_{\mathrm{ds},\mathrm{MN}2}}=\frac{2{g}_{\mathrm{m},\mathrm{MP}2}{r}_{\mathrm{ds},\mathrm{MN}2}}{1+2{g}_{\mathrm{m},\mathrm{MP}2}{r}_{\mathrm{ds},\mathrm{MN}2}} $$ (17)

Van knooppunt A naar knooppunt B in Fig. 2, kunnen twee additionele vergelijkingen worden verkregen, wat zijn:

$$ {Av}_{\mathrm{pad}4}{v}_{\mathrm{dd}}+{Av}_{\mathrm{pad}2}{V}_{\mathrm{A}}={V}_{\mathrm{B}} $$ (18) $$ {Av}_{\mathrm{pad}3}{v}_{\mathrm{dd}}+{Av}_{\mathrm{pad}1}{V}_{\mathrm{B}}={V}_{\mathrm{A}} $$ (19)

Volgens Eqs.(18) en (19), kan de ruis op V_B als volgt worden gegeven:

$$ {V}_{\mathrm{B}}=\frac{2{g}_{\mathrm{m},\mathrm{MP}2}{r}_{\mathrm{ds},\mathrm{MN}2}-1}{1+2{g}_{\mathrm{m},\mathrm{MP}2}{r}_{\mathrm{ds},\mathrm{MN}2}}{v}_{\mathrm{dd}}\approx {v}_{\mathrm{dd}} $$ (20)

Met de hulp van de voorgestelde zelf-gebiaseerde stroombron, kan de uitvoernode van het stroomgeneratordeel, B, de kleine-signaalvariatie van de voedingspanning volgen, wat gunstig is voor de PSRR-verbetering van de gehele spanningreferentie.

Met een vergelijkbare methode kunnen de voedingsruiswinst van pad 5 en pad 6 worden gepresenteerd door Eqs. (21) en (22), respectievelijk:

$$ {Av}_{\mathrm{pad}5}={g}_{\mathrm{m},\mathrm{MP}3}\left({r}_{\mathrm{ds},\mathrm{MP}3}\Big\Vert \frac{1}{g_{\mathrm{m},\mathrm{MP}4}}\right) $$ (21) $$ {Av}_{\mathrm{pad}6}\approx 1 $$ (22)

In aanmerking nemend de ruispad-verbindingrelatie van de referentiegenerator getoond in Fig. 2, kan het effect van de voedingsruis op de referentiespanning, V_REF, worden bepaald door pad 5 en pad 6:

$$ {v}_{\mathrm{REF}}={Av}_{\mathrm{pad}5}{V}_{\mathrm{B}}+{Av}_{\mathrm{pad}6}{v}_{\mathrm{dd}}=\frac{1}{1+{g}_{\mathrm{m},\mathrm{MP}4}{r}_{\mathrm{ds},\mathrm{MP}3}}{v}_{\mathrm{dd}}=\frac{1}{1+\frac{\exp \left({V}_{\mathrm{DS},\mathrm{MP}3}/{V}_{\mathrm{T}}\right)-1}{m}}{v}_{\mathrm{dd}} $$ (23)

Voor V_DS > 4V_T, is de exponentiële term in Eq. (23) erg groot. Dit maakt de PSRR-prestaties aanzienlijk verbeterd met V_DS,MP3 toenemend. In het voorgestelde ontwerp is de minimum V_DS,MP3 meer dan 200 mV, wat betekent dat de verandering in de voedingspanning weinig effect heeft op de V_REF. Dus heeft de voorgestelde structuur een goede PSRR-prestatie.

Resultaten en Discussie

De spanningreferentie is geïmplementeerd in een 65-nm CMOS-proces, wiens layout getoond wordt in Fig. 4 met een actief oppervlak van 0,00182-mm².

Figuur 5 toont de lijnregulatie van de voorgestelde spanningreferentie bij 27 °C. Zoals getoond in Fig. 5, kan de minimum voedingspassing zo laag zijn als 350 mV, en de gegenereerde referentiespanning, V_REF, is rond 148 mV. De lijngevoeligheid (LS) is 1,8 mV/V.

De temperatuurprestaties van V_REF met 350 mV voedingspanning worden getoond in Fig. 6. De TC van V_REF is 28 ppm/°C van −30 tot 80 °C. V_REF toont positieve temperatuurkenmerken onder −15 °C en boven 25 °C, terwijl negatieve temperatuurkenmerken in medium-temperatuurregio.

Figuur 7 toont het stroomverbruik versus temperatuur met 350 mV voedingspanning. De stroom toont een positieve TC. Het vermogensverbruik bij kamertemperatuur is rond 2,28 nW.

Figuur 8 toont het resultaat van PSRR bij 27 °C met 350 mV voedingspanning, waar de PSRR zonder enige uitgangsfiltercondensator boven 53 dB is tot 100 Hz. Zoals hierboven vermeld, kan de PSRR-prestatie verder verbeterd worden met een toename van de voedingspanning, wat betekent dat de PSRR getoond in Fig. 8 het slechtste geval is van de voorgestelde spanningreferentie.

De verdelingen van onge-trimmde V_REF bij 27 °C met 100 monsters wordt getoond in Fig. 9. De gemiddelde waarde en standaarddeviatie van de V_REF is 147 mV en 3,97 mV, respectievelijk, wat resulteert in een spreiding (σ/μ) van 2,7%.

Tabel 1 vat de kenmerken van de voorgestelde spanningreferentie samen en vergelijkt het met eerdere gerapporteerde spanningreferenties.

Conclusie

Een weerstandsloze laag-vermogen spanningreferentie met hoge PSRR wordt in dit artikel gepresenteerd, wat geschikt is voor nanoschaaltoepassingen en kan worden uitgebreid naar meer geavanceerde processen. Met de hulp van zelf-gebiaseerde stroombron gebaseerd op MOSFET-spanningsdeler, kunnen de vereiste CTAT-spanning, PTAT-spanning en gewogen sommatie gelijktijdig gerealiseerd worden in een gecompacteerde structuur. Wat meer is, een delta drempelspanning wordt gekozen als de CTAT-spanning, wat een sterk verminderde negatieve TC heeft. Dit maakt ook de vereiste waarde van PTAT-spanning ingekrompen. Daarom kunnen de voedingspanning en stroomverbruik worden teruggebracht. Alle delen zijn alleen opgebouwd uit MOSFETs, wat prioriteit heeft in vermogensgevoelige hoog-geïntegreerde toepassingen, zoals SOC.