Hoog-Stabiele Spanningregelaar met Transiente Verbetering & PSR Boost

Samenvatting

In dit artikel wordt een hoog-stabiele spanningregelaar (VR) voorgesteld, die transiente verbetering en overstroombeveiliging (OCP) integreert. Rekening houdend met de prestatie- en oppervlaktevoordelen van lage-spanningsapparaten, worden de meeste regelaardelen van de voorgestelde VR gevoed door de geregelde uitgangsspanning, wat de self-power techniek (SPT) vormt met power supply rejection (PSR) verbetering. Bovendien worden stabiliteit en transiente respons verbeterd door de dynamic load techniek (DLT). Een ingesloten overstroom-terugkoppellus wordt ook gebruikt om de gepresenteerde VR te beschermen tegen schade bij overbelasting. De voorgestelde VR is geïmplementeerd in een standaard 350 nm BCD-technologie, wiens resultaten aangeven dat de VR stabiel kan werken met 5,5–30 V invoerspanning, 0–30 mA belastingbereik, en 0,1–3,3 μF uitgangscondensator. Een lijnregulatie van 2,98 μV/V en een belastingregulatie van 0,233 mV/mA worden bereikt met een stroombegrenzing van 40 mA. De PSR is beter dan −64 dB tot 10 MHz met een uitgangscondensator van 0,1 μF.

Inleiding

In moderne nanometerschaal system-on-chip (SoC) ontwerpen vereisen verschillende sub-blokken meestal verschillende voedingsrails om specifieke functies te bereiken. Bovendien kan het gehele SoC-systeem nodig hebben om onder een breed bereik van invoerspanning te werken en nog steeds hoge prestaties te leveren ongeacht veranderende voedingscondities. Dus een spanningregelaar (VR) met breed invoerspanningsbereik geïmplementeerd in nanometerschaal technologie kan een van de meest geschikte kandidaten zijn voor dit type toepassingen. In vergelijking met zijn schakelende tegenhanger, zoals schakelregelaar en ladingspomp, heeft lineaire VR het voordeel van hoge precisie, lage uitgangsruis, en compacte formaat. De meeste lineaire VR's voeren hun spanningregelfunctie uit met een enkele spanningsvoorziening, maar slechts een paar kunnen de combinatie van breed voedingsspanningsbereik, lage ruis, snelle transiente, hoge belastingscapaciteit, en extra beschermingsfuncties bereiken.

Om een breed voedingsspanningsbereik te realiseren, is het gebruik van transistors die hoge spanning kunnen weerstaan noodzakelijk. Dit type transistors bezet echter meestal meer oppervlakte en heeft slechtere prestaties in vergelijking met standaard transistors. Twee van de bestaande oplossingen om het gebruik van hoge-spanningstransistors te reduceren, zijn de pre-regelaar methode en de gestapelde lage-spanningstransistors methode. De eerste gebruikt een additionele pre-regelaar om een interne voedingsspanning voor de kernregelaar te leveren. De laatste implementeert goed ontworpen gestapelde lage-spanningstransistors om de terminalspanningen van transistors binnen de technologielimiet te houden. Deze methoden beperken echter de spanningsoverloop. Dit artikel adopteert de self-power techniek (SPT) om een breed voedingsspanningsbereik te bereiken, wat betekent dat de meeste kernmodules in de regellus gevoed worden door de geregelde uitgangsspanning van de voorgestelde VR. Zonder enige additionele schakeling kan de prestatie van de VR verbeterd worden door SPT en het aantal hoge-spanningsapparaten verminderd worden.

Door SPT te gebruiken, wordt de eerste versterkingsstufe van de foutversterker (EA) gevoed door de geregelde uitgangsspanning van de voorgestelde VR. Door de tweede stufe van de EA zorgvuldig te ontwerpen, heeft de hoge-frequentieruis van de invoerspanning weinig invloed op de uitgangsspanning van de EA. Verder wordt de N-type power transistor architectuur in dit artikel geadopteer. Daarom heeft de voorgestelde regelaar een hoge power supply rejection (PSR) en goede ruisprestaties.

Snelle transiente respons is ook een belangrijke index om de prestaties van VR's te meten, wat meestal bereikt wordt door een extra versnellingslus toe te voegen. In dit artikel wordt de transiente verbetering gerealiseerd door de dynamic load techniek (DLT). Tijdens de transiente responsprocedure introduceert DLT een additionele stroom die overeenkomt met de belastingomstandigheden om als een dynamische belasting te fungeren, waardoor de overshoot en undershoot van de geregelde uitgangsspanning kunnen worden onderdrukt.

Met de hulp van DLT wordt de lusstabiliteit binnen een breed belastingbereik versterkt, omdat de additionele belastingstroom de variatie van de niet-dominante poolpositie kan verminderen. Om de lus stabiel te maken, wordt Miller-compensatie met nulweerstand ook gebruikt voor het genereren van een lage-frequentiepool en een extra nul om de uitgangspool te compenseren. Bovendien introduceert een weerstand in serie met de uitgangscondensator een andere nul om de pool te compenseren die gegenereerd wordt door de parasitaire gate-capaciteit van de power transistor.

Tot slot is een ingesloten stroombegrenzingslus ontworpen om overstroomschade te voorkomen en de betrouwbaarheid van de voorgestelde VR te verbeteren.

Dit artikel is als volgt gestructureerd. Het principe en mechanisme van de voorgestelde VR worden geïllustreerd in de "Methode" sectie, inclusief de overstroombeveiliging (OCP) schakeling, de DLT en transiente verbeteringsschakeling, de stabiliteitsverhogingsmethode, en de PSR-analyse. De prestatieresultaten en vergelijkingen met andere gerelateerde gepubliceerde literatuur worden getoond in de "Resultaten en Discussie" sectie. De "Conclusie" sectie trekt de conclusie van de voorgestelde VR.

Methode

Het gedetailleerde schema van de voorgestelde VR is getoond in Fig. 1. Standaard lage-spanning MOS-transistors, hoge-spanningstransistors, BJTs, N-type depletion LDMOS (lateraal gediffundeerde MOS) transistors, en diodes worden respectievelijk Mn, HVn, Qn, DNn, en Dn genoemd in de figuur, waar n het volgnummer is van het relevante apparaat.

De voorgestelde VR omvat voornamelijk vijf sub-modules: stroombias, OCP, DLT, EA, en uitgangsstufe. De stroombias-schakeling levert biassstroom voor het hele regelaarsysteem. De referentiespanning kan op veel verschillende manieren gegenereerd worden, en het gedetailleerde schema wordt hier niet getoond. Een ingesloten stroombegrenzingslus fungeert als OCP-schakeling om de belastingstroom te beperken tot een vooraf ingestelde waarde. De transiente verbeteringsschakeling, geïmplementeerd door DLT, bereikt de onderdrukking van overshoot en undershoot door adaptief de belastingstroom te veranderen tijdens de transiente procedure. De negatieve terugkoppelregellus wordt gevormd door EA en de uitgangsvermogensstufe om de uitgangsspanning aan te passen. Aannemend dat de uitgangsspanning V_OUT en dus de terugkoppelingsspanning V_FB lager was dan de gewenste waarde, zou de gate-spanning van power transistor DN1 met hulp van de regellus worden opgehaald om de uitgangsspanning te verhogen, en vice versa. Uiteindelijk kan de uitgangsspanning stabiliseren op

$$ {V}_{\mathrm{OUT}}\approx {V}_1={V}_{\mathrm{REF}}\left({R}_{\mathrm{f}1}+{R}_{\mathrm{f}2}\right)/{R}_{\mathrm{f}2} $$ (1)

In Fig. 1 kan opgemerkt worden dat de uitgangsspanning van de voorgestelde VR ook de eerste versterkingsstufe van EA voedt, wat SPT genoemd wordt. Met deze voedingsmultiplexeringstechniek kunnen de meeste apparaten in de regellus geïmplementeerd worden door lage-spanningsapparaten. In vergelijking met hun hoge-spannings tegenhangers, hebben lage-spanningsapparaten hogere prestaties, lagere kosten, en kleiner oppervlak, wat de voorgestelde regellus gemakkelijk goede regelaarscapaciteit laat bereiken. Wat betreft de tweede stufe van EA, worden Q3 en Q4 toegevoegd om de massa-voedingsrail op te heffen, wat geadopteerd wordt om de drain-source spanning van M7, V_{DS_M7}, te beperken. Met andere woorden, Q3 en Q4 kunnen M7 voorkomen van grote spanningsspanning.

Voor de eenvoud wordt het vereenvoudigde schema gebruikt om de innovatieve ideeën in de daaropvolgende analyse te illustreren.

Voorgestelde OCP Schakeling

Figuur 2 toont de voorgestelde OCP-schakeling. De voorgestelde stroombegrenzingslus kan automatisch de bedrijfsmodus veranderen volgens verschillende belastingomstandigheden. De maximaal stroom van de voorgestelde VR kan beperkt worden door de gate-spanning van de power transistor te verlagen wanneer overbelasting optreedt.

Het mechanisme van de voorgestelde OCP is als volgt. Bemonsteringstransistor DN2 meet proportioneel de stroom die door DN1 vloeit, wat ongeveer gelijk is aan de belastingstroom I_Load, wat de spanningsval over R_S1, V_RS1, het belastingstroomniveau weerspiegelt. Eenmaal V_RS1 de aanzetspanning van QS1 bereikt, zullen HV8 en HV9 een stroomspiegel vormen om een stroom van de tweede stufe van de EA af te leiden. Dan kan de gate-spanning van DN1 naar beneden getrokken worden om de belastingstroom te beperken tot een vooraf ingestelde waarde, wat uitgedrukt kan worden als

$$ {I}_{\mathrm{Load}}\le N\times \left({V}_{EB\left(\mathrm{QS}1\right)}/{R}_{S1}\right) $$ (2)

waarbij N de grootte-factorverhouding is van DN1 tot DN2. Het doel van Q5 en HV6 is om een juiste biasspanning aan HV7 te leveren en zo QS1 te beschermen tegen over-spanningscondities.

Er is een ingesloten negatieve terugkoppellus in de voorgestelde OCP. De lusversterking T en de dominante pool p_dominant van deze stroombegrenzingslus kunnen gegeven worden door,

$$ T={g}_{m\_\mathrm{DN}2}{R}_{S1}{g}_{m\_\mathrm{QS}1}{R}_{\mathrm{gate}\_\mathrm{OC}} $$ (3) $$ {p}_{\mathrm{dominant}}=1/\left({R}_{\mathrm{gate}\_\mathrm{OC}}{C}_{\mathrm{gate}}\right) $$ (4)

waarbij g_{m_DN2} en g_{m_QS1} de transconductantie zijn van DN2 en QS1, respectievelijk. R_{gate_OC} ≈ (g_{m_HV10}r_{o_HV10}r_{o_M10}) || r_{o_M7} || r_{o_HV9} en C_gate ≈ C_{gs_DN1} zijn de equivalente uitgangsweerstand en capaciteit aan de gate-knoop van power transistor DN1 wanneer overstroom optreedt, respectievelijk. Wanneer de voorgestelde VR normaal werkt zonder overstroom, is HV9 in de afsnijregio, en dus kan de equivalente uitgangsweerstand aan de gate-knoop van DN1 genaamd R_gate uitgedrukt worden als [(g_{m_HV10}r_{o_HV10}r_{o_M10}) || r_{o_M7}].

Voorgestelde DLT en Transiente Verbeteringsschakeling

Figuur 3 toont de transiente verbeteringsschakeling met DLT. Aangezien de belastingstroom proportioneel is aan Vgs_DN1 en omgekeerd proportioneel aan Vsg_M9, is de stroom die door M9 vloeit groter bij lichte belasting en bijna nul bij zware belasting. Daarom, naarmate de belastingstroom toeneemt, kan een afgenomen stroom in de totale uitgangsbelasting geïntroduceerd worden. Door deze methode kan deze schakeling gelijkgesteld worden aan een dynamische belasting, wat nuttig kan zijn voor zowel transiente verbetering als stabiliteitsverhoging van de regellus.

Het gedetailleerde transiente verbeteringswerkingsprincipe is als volgt. Als de belastingstroom een plotselinge afname ervaart, zal de stroom die door power transistor DN1 vloeit niet onmiddellijk veranderen door de beperkte regelaarscapaciteit en slew rate. Deze stroom, getoond in Fig. 4a als een geel pad, zal een overshoot veroorzaken aan de uitgangsspanning en dus de spanningsval over R_S2 en M9 verhogen. Dan wordt een additionele stroom die door R_S2 en M9 vloeit, getoond in Fig. 4a als een blauw pad, gegenereerd aan de geregelde uitgang om de ongewilde gele pad stroom te annuleren. Daarom wordt de uitgangsspanningspiek effectief verminderd.

Figuur 4b demonstreert het geval van lichte-naar-zware belastingstroomverandering, waar een undershoot optreedt aan de geregelde uitgang en de stroom die door R_S2 en M9 vloeit afneemt. Dit kan gelijkgesteld worden aan het leveren van een verminderde belastingstroom, zodat de netto stroom die door de power transistor DN1 vloeit toeneemt, en de undershoot-spanningsonderdrukking kan worden bereikt.

Om M9 te beschermen tegen overstroom, worden QS2 en D1 toegevoegd. Wanneer de spanning over R_S2 groter is dan de aanzetspanning van QS2, zal de extra stroom in QS2 en D1 vloeien. De maximaal stroom in M9 is ingesteld op

$$ {I}_{\mathrm{M}9\_\max}\le \left({V}_{BE\_ QS2}/{R}_{S2}\right) $$ (5)

Het doel van D1 is om QS2 te voorkomen dat het in het omgekeerde versterkingsgebied valt en een omgekeerde stroom in het loopt, wat een abnormale toestand is van de M9 stroombegrenzingsfunctie.

Stabiliteitsverhoging van Voorgestelde VR

Zoals getoond in Fig. 5, zijn er drie polen ω_p1, ω_p2, en ω_p3, en twee nullen ω_z1 en ω_z2 in de regellus, en de lusversterking van de voorgestelde VR is

$$ {A}_{\mathrm{Vloop}}={A}_O\beta $$ (6)

waarbij A_O de open-lusversterking is van de VR, en β de terugkoppelcoëfficiënt,

$$ {A}_O={A}_{\mathrm{CD}0}{A}_{E0}\frac{\left(1+s/{\omega}_{Z1}\right)\left(1+s/{\omega}_{Z2}\right)}{\left(1+s/{\omega}_{P1}\right)\left(1+s/{\omega}_{P3}\right)\left(1+s/{\omega}_{P2}\right)} $$ (7) $$ \beta =\frac{R_{\mathrm{F}2}}{R_{\mathrm{F}1}+{R}_{\mathrm{F}2}} $$ (8)

waarbij A_CD0 ≈ 1 de laag-frequentie versterking is van de power stufe die werkt als een voltage follower en A_E0 de laag-frequentie versterking is van de EA,

$$ {A}_{E0}={g}_{m\_Q1}\left({r}_{o\_M4}\Big\Vert {r}_{o\_M6}\right){g}_{m\_M7}{R}_{\mathrm{gate}} $$ (9)

Rekening houdend met het Miller-effect en parasitaire capaciteit aan de gate-knoop van DN1, worden de polen en nullen geschreven als

$$ {\omega}_{p1}=1/\left[{g}_{m\_M7}{R}_{\mathrm{gate}}{C}_c\times \left({r}_{o\_M4}\Big\Vert {r}_{o\_M6}\right)\right] $$ (10) $$ {\omega}_{p2}={g}_{m\_M7}/{C}_{\mathrm{gate}} $$ (11) $$ {\omega}_{p3}=1/\left\{\left[{R}_L\Big\Vert \left({g}_{m\_\mathrm{DN}1}^{-1}\Big\Vert {R}_{\mathrm{DLT}}+{R}_0\right)\right]{C}_{\mathrm{OUT}}\right\} $$ (12) $$ {\omega}_{z1}=1/\left[{C}_c\left({R}_c-1/{g}_{m\_M7}\right)\right] $$ (13) $$ {\omega}_{z2}=1/\left[\left({R}_0\Big\Vert {R}_L\right){C}_{\mathrm{OUT}}\right] $$ (14)

waarbij R_DLT de equivalente weerstand is van de transiente verbeteringsschakeling; C_OUT is de uitgangscondensator van de voorgestelde VR.

Omdat de compensatiecondensator C_C vergroot wordt door (g_{m_M7}R_gate) door het Miller-effect aan knoop p1, is de pool ω_p1 de dominante pool. De tweede pool moet ω_p3 zijn, omdat C_OUT meestal in het bereik van enkele microfarads zit. Hoewel de parasitaire condenser C_gate redelijk groot is, is het nog steeds kleiner dan zowel de equivalente capaciteit aan knoop p1 als de uitgangscondensator. Bovendien is de weerstand aan knoop p2 slechts 1/g_{m_M7}. Daarom is de pool ω_p2 op hoge frequentie gelegen. De nul ω_z1 is om de midden-frequentiepool ω_p3 te annuleren. De weerstand R₀ genereert een nul ω_z2 om de interne parasitaire pool ω_p2 te compenseren. De stabiliteit van de voorgestelde VR kan verbeterd worden naarmate weerstand R₀ toeneemt. Echter, weerstand R₀ zal de fout van de uitgangsspanning verhogen door de spanningsval veroorzaakt door belastingstroom. Daarom moet weerstand R₀ ingesteld worden op een redelijke waarde om een goede afweging te maken tussen de precisie van de uitgangsspanning en de lusstabiliteit.

In een conventionele spanningregelaar zonder DLT, zal de pool aan de uitgangsknoop op verschillende frequenties liggen door de belastingstroomverandering geïnduceerde power transistor transconductantievariatie. Naarmate de belastingstroom toeneemt, zal de transconductantie van power transistor g_{m_DN1} toenemen, en dus zal de uitgangspool naar hoge frequentie verschuiven terwijl andere nullen en polen op dezelfde positie blijven, zoals getoond in Fig. 6a. Dit kan de frequentiecompensatie van het systeem moeilijker maken en de transiente respons in lichte belastingcondities vertragen. Ernstiger, het systeem kan onstabiel worden.

Met de hulp van de voorgestelde DLT, heeft de gepresenteerde VR betere stabiliteit met verschillende belasting. Zoals eerder geanalyseerd, daalt de stroom door de dynamische belastingsschakeling naarmate de belastingstroom toeneemt in toestand en vice versa. Aangezien deze stroom geleverd wordt door DN1, kan het de transconductantievariaties van DN1 binnen een breder belastingstroombereik onderdrukken, wat nuttig is voor de systeemstabiliteit en bandbreedteconstantie tijdens een breder belastingbereik door gebruik te maken van de voorgestelde DLT. De frequentierespons van de voorgestelde VR is in Fig. 6b, wat de stabiliteit met snelle transiente respons kan garanderen.

De uitgangscondensator stelt de positie van de nul ω_z2 in. Door de nul-pool redelijk te plaatsen, zal het systeem betere stabiliteit hebben met verschillende C_OUT.

PSR Analyse van de Voorgestelde VR

PSR is een van de kritische parameters om de prestaties van spanningregelaars te meten, en verwijst naar de weerstandsvermogen tegen hoge-frequentie golven en ruis afkomstig van de voedingsspanning. De PSR-analysemethode voorgesteld door Gupta 12 wordt in deze sectie geadopteerd, wiens hoofdidee is om het hele regelaarsysteem te vereenvoudigen tot een spanningsdeler model. Zoals getoond in Fig. 7, zijn er twee ruispaden van V_dd naar V_out: pad 1 overdraagt de ruis direct van de drain van power transistor DN1 naar V_out; pad 2 is van de tweede stufe van EA naar de gate van power transistor DN1. Het effect van pad 2 kan uitgedrukt worden als

$$ {A}_{\mathrm{path}2}\approx \frac{r_{o\_M7}}{g_{m\_\mathrm{HV}10}{r}_{o\_\mathrm{HV}10}{r}_{o\_M10}} $$ (15)

Zoals getoond in (15), is A_path2 vrij klein met de hulp van de voorgestelde SPT en cascode stroomspiegelstructuur. Dit maakt de invloed van pad 1 dominant in PSR-analyse.

Het vereenvoudigde PSR-model van de voorgestelde VR is getoond in Fig. 8, waar r_{o_DN1} de uitgangsweerstand is van power transistor DN1 rekening houdend met ruispad 1, de gecontroleerde stroom bron ontstaat uit ruispad 2, Z_B bestaat uit R_F1, R_F2, R₀, en C_OUT die fungeren als een filter bij hoge frequentie, en Z_{SH_FB} is de equivalente impedantie inclusief de functie van de negatieve terugkoppellus. Z_{SH_FB} kan gegeven worden door

$$ {Z}_{SH\_ FB}=\frac{1}{g_{m\_ DN1}\left(1+\beta {A}_E\right)} $$ (16)

waarbij g_{m_DN1} de transconductantie is van power transistor DN1. Daarom kan de PSR-overdrachtsfunctie uitgedrukt worden als

$$ \mathrm{PSR}=\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{dd}}}=\frac{\left(1+{g}_{m\_\mathrm{DN}1}{r}_{o\_\mathrm{DN}1}{A}_{\mathrm{path}2}\right)\left({Z}_B\Big\Vert {Z}_{\mathrm{SH}\_\mathrm{FB}}\right)}{r_{o\_\mathrm{DN}1}+{Z}_B\Big\Vert {Z}_{\mathrm{SH}\_\mathrm{FB}}} $$ (17)

Door de intrinsieke versterking van HV10 bewust veel groter in te stellen dan de power transistor DN1, kan g_{m_DN1}r_{o_DN1}A_path2 < < 1 bereikt worden, en dus kan de gecontroleerde stroom bron verwaarloosd worden. De uitdrukking van PSR kan verder vereenvoudigd worden als

$$ \mathrm{PSR}\approx \frac{Z_B\Big\Vert {Z}_{\mathrm{SH}\_\mathrm{FB}}}{r_{o\_\mathrm{DN}1}+{Z}_B\Big\Vert {Z}_{\mathrm{SH}\_\mathrm{FB}}} $$ (18)

Aangezien Z_B en Z_{SH_FB} zullen veranderen met frequentievariatie, is het nodig om de frequentiekarakteristiek van de PSR te analyseren.

De Lage Frequentie

Bij lage frequentie is de versterking van EA zeer hoog, en C_OUT kan behandeld worden als open circuit. Dus, Z_B > > Z_{SH_FB} en de PSR kan geschreven worden als

$$ {\mathrm{PSR}}_{\mathrm{LF}}\approx \frac{1}{g_{m\_\mathrm{DN}1}{r}_{o\_\mathrm{DN}1}\left(1+\beta {A}_{E0}\right)} $$ (19)

De Middelste Frequentie

De impedantie van Z_{SH_FB} zal toenemen omdat de lusversterking afneemt bij de middelste frequentie. In deze fase is de Z_{SH_FB} nog steeds klein, en de PSR wordt voornamelijk beïnvloed door lusversterking. Met betrekking tot (7), kan de PSR uitgedrukt worden als

$$ {\mathrm{PSR}}_{\mathrm{MF}}\approx \frac{1}{g_{m\_\mathrm{DN}1}{r}_{o\_\mathrm{DN}1}\left(1+\beta {A}_{E0}\right)}\frac{1+s/{\omega}_p}{1+s/\left[{\omega}_p\left(1+\beta {A}_{E0}\right)\right]} $$ (20)

Zoals getoond in (20), wordt de PSR slechter, en de ruis van de uitgangsspanning is erger terwijl de frequentie toeneemt binnen de eenheidsversterkingsfrequentie.

De Hoge Frequentie

Vanwege de toename van frequentie, wordt Z_{SH_FB} groot en zal uiteindelijk dichtbij 1/g_{m_DN1} komen. De impedantie van C_OUT wordt kleiner, maar het is nog steeds veel groter dan R₀. Dus R₀ kan als voorheen weggelaten worden. De hoge-frequentie PSR hangt af van de spanningsdeling tussen r_{o_DN1} en 1/g_{m_DN1} parallel met C_OUT, wat voorgesteld kan worden door

$$ {\mathrm{PSR}}_{\mathrm{HF}}\approx \frac{1}{g_{m\_\mathrm{DN}1}{r}_{o\_\mathrm{DN}1}}\frac{1}{1+s{C}_{\mathrm{OUT}}/{g}_{m\_\mathrm{DN}1}} $$ (21)

Bij hoge frequentie kan de ruis aan de uitgangsspanning sterk onderdrukt worden door het effect van C_OUT.

Zoals eerder geanalyseerd, wordt de goede anti-ruismogelijkheid in het volledige frequentiebereik van de voorgestelde VR gegarandeerd door drie aspecten. Ten eerste wordt hoge lusversterking geadopteerd; Ten tweede maakt SPT dat de voedingsspanningsruis weinig invloed heeft op de gate van de power transistor; Ten derde kan de uitgangscondensator C_OUT de PSR bij hoge frequentie verbeteren met filtereigenschap.

Resultaten en Discussie

De voorgestelde VR is geïmplementeerd in een standaard 0,35-μm BCD-technologie. De chipfoto van de gefabriceerde regelaar is getoond in Fig. 9, wiens actieve kernoppervlakte van de VR 290 μm × 900 μm is.

De geregelde uitgangsspanning van de voorgestelde VR is 5 V met de voedingsspanning variërend van 5,5 tot 30 V. De uitgangscondensator is een goedkope keramische condensator. De capaciteit van de uitgangscondensator kan ingesteld worden van 100 nF tot 3,3 μF.

Figuur 10 toont de frequentierespons van de voorgestelde VR bij verschillende belastingcondities met 100 nF en 3,3 μF uitgangscondensator. De voorgestelde LDO kan stabiel blijven in een breed bereik van uitgangscondensatorwaarden, en de golfvorm van de lusfrequentierespons heeft heel weinig verschil tussen 0 en 30 mA belastingstroom, wat te danken is aan de voorgestelde DLT geanalyseerd eerder.

Het PSR-verificatieresultaat met 0,1 μF uitgangscondensator is getoond in Fig. 11, waar een −110 dB bij lage frequentie en beter dan −64 dB tot 10 MHz bereikt wordt. Bij lage frequentie heeft de voorgestelde VR een goede PSR door de hoge lusversterking. De PSR wordt slecht binnen de eenheidsversterkingsfrequentie vanwege de gedomineerde pool ω_p. De uitgangscondensator C_OUT verbetert de PSR-karakteristiek bij hoge frequentie. Die resultaten tonen aan dat het consistent is met de eerdere analyse, en de voorgestelde VR verkrijgt betere PSR in het volledige frequentiebereik.

Het lijnregulatieresultaat van de voorgestelde VR is getoond in Fig. 12. In het invoerspanningsbereik van 5,5 tot 30 V, varieert de uitgangsspanning slechts 73,53 μV, wat resulteert in een lijnregulatie van slechts 2,98 μV/V. Dit bevestigt de effectiviteit van de voorgestelde SPT.

Figuur 13 toont de transiente respons van de uitgangsspanning door verschillende belastingstroom. De spanningsspiek en dip van de geregelde uitgangsspanning is ongeveer 43 mV, 65 mV, 83 mV wanneer de belastingstroom verandert van 0 naar 18 mA, 28 mA, en 32 mA, respectievelijk. Dit resulteert in een belastingregulatie van 0,233 mV/mA, wat voornamelijk veroorzaakt wordt door R₀ voor de stabiliteit met een breed bereik van uitgangscapaciteit.

De gemeten OCP is getoond in Fig. 14. Om de effectiviteit van OCP te verifiëren, wordt kortsluiting toegepast in Fig. 14a. Zoals getoond in Fig. 14a, wanneer overstroom optreedt met de uitgangsspanning naar de grond getrokken, wordt de uitgangsstroom van de voorgestelde VR gehandhaafd op ongeveer 40 mA. Figuur 14b illustreert een transiente respons tussen overstroom en normale belasting, wat aangeeft dat de voorgestelde VR het vermogen heeft van zelfherstel wanneer overbelasting verdwijnt.

Tabel 1 biedt een prestatievergelijking van de voorgestelde LDO en enkele andere eerder gepubliceerde LDO's. In vergelijking heeft deze LDO de beste lijnregulatie en PSR, wat te danken is aan de voorgestelde SPT. Het actieve oppervlak zal verder verminderd worden als het geproduceerd wordt in een meer geavanceerd proces.

Tabel 2 biedt nog een prestatievergelijking gericht op de LDO's die ook een breed voedingsspanningsbereik hebben. Met de hulp van de voorgestelde DLT en SPT, heeft dit werk de beste lijnregulatie en het breitste voedingsspanningsbereik in vergelijking met andere LDO's. De additionele OCP-functie maakt dit werk meer competitief en betrouwbaar.

Conclusie

Een hoge stabiliteit SPT VR met DLT en OCP is geïmplementeerd in een standaard 0,35-μm BCD-proces. Met de hulp van SPT wordt het grootste deel van de regellus gevoed door een geregelde uitgangsspanning, wat gunstig is voor stabiliteits- en PSR-verbetering. De voorgestelde DLT is nuttig voor transiente respons en stabiliteit. Bovendien kan de ingesloten OCP-schakeling de gepresenteerde VR beschermen tegen schade door overbelasting of kortsluiting. De lineaire regulatie van de voorgestelde VR is 2,98 μV/V met VDD van 5,5 tot 30 V terwijl de geregelde uitgangsspanning 5 V is, en de belastingregulatie is 0,233 mV/mA met belastingstroom van 0 A tot 30 mA. De overshoot en undershoot spanning tijdens belastingstroomverandering is ook klein door gebruik te maken van de gepresenteerde transiente verbeteringsschakeling. De PSR bij lage frequentie is −110 dB, en is beter dan −64 dB tot 10 MHz. Hoge lusstabiliteit kan bereikt worden in een breed bereik van uitgangscondensator en belastingstroom, en dus is de voorgestelde VR geschikt voor toepassingen die hoge prestaties en betrouwbaarheid vereisen onder variaties van uitgangscondensator en belastingstroom.