Een tijdelijke verbeterde spanningsregelaar met stabiliteits- en voedingsonderdrukkingsversterking

Methode

Het gedetailleerde circuit van de voorgestelde VR wordt getoond in Fig. 1. Standaard laagspannings MOS-transistoren, hoogspanningstransistoren, BJT's, N-type depletie LDMOS-transistors (laterally diffuse MOS) en diodes worden Mn , HVn , Vn , DNn , en Dn , respectievelijk in de figuur, waar n is het volgnummer van het betreffende apparaat.

Het gedetailleerde circuit van de voorgestelde VR

De voorgestelde VR omvat hoofdzakelijk vijf submodules:huidige bias, OCP, DLT, EA en eindtrap. Het stroomvoorspanningscircuit levert voorspanningsstroom voor het hele regelsysteem [12, 14]. De referentiespanning kan op veel verschillende manieren worden gegenereerd [1], en de gedetailleerde schakeling wordt hier niet getoond. Een ingebouwde stroombegrenzingslus functioneert als een OCP-circuit om de belastingsstroom te beperken tot een vooraf ingestelde waarde. Het transiënte verbeteringscircuit, dat is geïmplementeerd door DLT, bereikt de overshoot en onderschrijding onderdrukking door adaptief de belastingsstroom te wijzigen tijdens transiënte procedures. De regellus met negatieve feedback wordt gevormd door EA en de uitgangsvermogenstrap om de uitgangsspanning aan te passen. Ervan uitgaande dat de uitgangsspanning V _UIT en dus de terugkoppelspanning V _FB lager was dan de gewenste waarde, zou de poortspanning van vermogenstransistor DN1 worden opgetrokken met behulp van de regellus om de uitgangsspanning te verhogen, en vice versa. Ten slotte kan de uitgangsspanning stabiliseren op

In figuur 1 kan worden opgemerkt dat de uitgangsspanning van de voorgestelde VR ook de eerste versterkingstrap van EA aandrijft, die SPT wordt genoemd. Met deze power multiplexing-techniek kunnen de meeste apparaten in de regellus worden geïmplementeerd door laagspanningsapparaten. In vergelijking met zijn hoogspannings-tegenhangers, hebben laagspanningsapparaten hogere prestaties, lagere kosten en een kleiner gebied, waardoor de voorgestelde regellus veel gemakkelijker een goed regelvermogen bereikt. Wat betreft de tweede fase van EA, Q3 en Q4 worden toegevoegd om de grondtoevoerrail op te tillen, die is aangenomen om de afvoer-bronspanning van M7, V_{DS_M7} te beperken . Met andere woorden, Q3 en Q4 kunnen voorkomen dat M7 een hoge spanningsdruk krijgt.

Voor de eenvoud wordt de vereenvoudigde schakeling gebruikt om de innovatie-ideeën in de daaropvolgende analyse te illustreren.

Voorgesteld OCP-circuit

Figuur 2 toont het voorgestelde OCP-circuit. De voorgestelde stroombegrenzingslus kan de bedrijfsmodus automatisch wijzigen op basis van verschillende belastingsomstandigheden. De maximale stroom van de voorgestelde VR kan worden beperkt door de poortspanning van de vermogenstransistor te verlagen wanneer overbelasting optreedt.

Principe van voorgestelde OCP

Het mechanisme van de voorgestelde OCP is als volgt. Bemonsteringstransistor DN2 neemt proportioneel de stroom waar die door DN1 vloeit, die ongeveer gelijk is aan de belastingsstroom I _Laden , waardoor de spanning over R . daalt _S1 , V _RS1 , weerspiegelen het belastingsstroomniveau. Eenmaal V _RS1 de inschakelspanning van QS1, HV8 en HV9 bereikt, zal een stroomspiegel vormen om een ​​stroom uit de tweede fase van EA te omzeilen. Vervolgens kan de poortspanning van DN1 worden verlaagd om de belastingsstroom te beperken tot een vooraf ingestelde waarde, die kan worden uitgedrukt als

waar N is de verhouding van de groottefactor van DN1 aan DN2. Het doel van Q5 en HV6 is om een ​​juiste voorspanning aan HV7 te leveren en zo QS1 te beschermen tegen overspanning.

Er is een ingebouwde negatieve feedbacklus in de voorgestelde OCP. De lusversterking T en de dominante pool p _dominant van deze stroombegrenzingslus kan worden gegeven door,

waar g _{m_DN2} en g _{m_QS1} zijn de transconductantie van respectievelijk DN2 en QS1. R _{gate_OC} ≈ (g _{m_HV10} r _{o_HV10} r _{o_M10} ) || r _{o_M7} || r _{o_HV9} en C _poort ≈ C _{gs_DN1} zijn de equivalente uitgangsweerstand en capaciteit bij het poortknooppunt van vermogenstransistor DN1 wanneer overstroom optreedt, respectievelijk. Wanneer de voorgestelde VR normaal werkt zonder overstroom, bevindt HV9 zich in het afsnijgebied en dus de equivalente uitgangsweerstand bij het poortknooppunt van DN1 genaamd R _poort kan worden uitgedrukt als [(g _{m_HV10} r _{o_HV10} r _{o_M10} ) || r _{o_M7} ].

Voorgesteld DLT en Transient Enhancement Circuit

Afbeelding 3 toont het transiënte verbeteringscircuit met behulp van DLT. Aangezien de belastingsstroom evenredig is met Vgs_DN1 en omgekeerd evenredig met Vsg_M9, is de stroom die door M9 vloeit groter bij lichte belasting en bijna nul bij zware belasting. Daarom kan, naarmate de belastingsstroom toeneemt, een verminderde stroom in de totale uitgangsbelasting worden geïntroduceerd. Door deze methode kan dit circuit gelijk worden gemaakt aan een dynamische belasting, wat nuttig kan zijn voor zowel tijdelijke verbetering als stabiliteitsversterking van de regellus.

Het voorgestelde tijdelijke verbeteringscircuit

Het gedetailleerde werkingsprincipe van tijdelijke verbetering is als volgt. Als de belastingsstroom een ​​plotselinge afname ervaart, zal de stroom die door vermogenstransistor DN1 vloeit niet onmiddellijk veranderen vanwege de beperkte mogelijkheid tot lusaanpassing en slew rate. Deze stroom, in Fig. 4a weergegeven als een geel pad, zal een doorschieten bij de uitgangsspanning veroorzaken en dus de spanningsval over R vergroten _S2 en M9. Dan vloeit er een extra stroom door R _S2 en M9, getoond in figuur 4a als een blauw pad, wordt gegenereerd aan de gereguleerde uitgang om de ongewenste gele padstroom op te heffen. Daarom wordt de piek in de uitgangsspanning effectief verminderd.

Voorbijgaande reactie van voorgestelde VR. een verandering van de belastingsstroom van zwaar naar licht. b stroomverandering licht-naar-zware belasting

Figuur 4b demonstreert het geval van stroomverandering van lichte naar zware belasting, waarbij een onderschrijding optreedt bij de gereguleerde uitgang en vervolgens de stroom die door R vloeit _S2 en M9 neemt af. Dit kan gelijk staan ​​aan het leveren van een verminderde stroombelasting, zodat de netto stroom die door de vermogenstransistor DN1 vloeit wordt verhoogd, en de onderdrukking van de onderschrijdingsspanning kan worden bereikt.

Om M9 tegen overstroom te beschermen, zijn QS2 en D1 toegevoegd. Wanneer de spanning over R _S2 groter is dan de inschakelspanning van QS2, zal de extra stroom naar QS2 en D1 vloeien. De maximale stroom in M9 is ingesteld op

Het doel van D1 is om te voorkomen dat QS2 in het omgekeerde versterkingsgebied valt en er een omgekeerde stroom in laat vloeien, wat een abnormale toestand is van de M9-stroombegrenzingsfunctie.

Stabiliteitsverbetering van voorgestelde VR

Zoals getoond in Fig. 5, zijn er drie polen ω _p1 , ω _p2 , en ω _p3 , en twee nullen ω _z1 en ω _z2 in de regellus, en de lusversterking van de voorgestelde VR is

Polen en nullen verdeling van voorgestelde VR

waar A _O is de open-lusversterking van de VR, en β is de feedbackcoëfficiënt,

waar A _CD0 ≈ 1 is de laagfrequente versterking van de vermogenstrap die werkt als een spanningsvolger en A _E0 is de laagfrequente versterking van de EA,

Gezien het Miller-effect en de parasitaire capaciteit op het poortknooppunt van DN1, worden de polen en nullen geschreven als [13]

waar R _DLT is de equivalente weerstand van het tijdelijke verbeteringscircuit; C _UIT is de uitgangscondensator van de voorgestelde VR.

Aangezien de compensatiecondensator C _C wordt vergroot met (g _{m_M7} R _poort ) vanwege het miller-effect op knooppunt p1, de pool ω _p1 is de dominante pool. De tweede paal moet ω . zijn _p3 , omdat C _UIT ligt meestal in het bereik van enkele microfarads. Hoewel de parasitaire condensator C _poort relatief groot is, is het nog steeds kleiner dan zowel de equivalente capaciteit op knooppunt p1 als de uitgangscondensator. Trouwens, de weerstand bij knoop p2 is slechts 1/g _{m_M7} . Vandaar dat de pool ω _p2 bevindt zich op hoge frequentie. De nul ω _z1 is het annuleren van de middenfrequentiepool ω _p3 . De weerstand R ₀ genereert een nul ω _z2 om de interne parasitaire pool te compenseren ω _p2 . De stabiliteit van de voorgestelde VR kan worden verbeterd als weerstand R ₀ toenemend. Echter, weerstand R ₀ zal de fout van de uitgangsspanning verhogen als gevolg van de spanningsval veroorzaakt door de belastingsstroom. Daarom weerstand R ₀ moet op een redelijke waarde worden ingesteld om een ​​goede afweging te maken tussen de precisie van de uitgangsspanning en de lusstabiliteit.

In een conventionele spanningsregelaar zonder DLT, zal de pool bij het uitgangsknooppunt een andere frequentie hebben vanwege de door de belastingsstroom veranderende geïnduceerde transconductantievariatie van de vermogenstransistor. Naarmate de belastingsstroom toeneemt, neemt de transconductantie van de vermogenstransistor g _{m _DN1} zal toenemen, en dus zal de uitgangspool naar een hoge frequentie bewegen, terwijl andere nullen en polen op dezelfde positie blijven, zoals weergegeven in figuur 6a. Dit kan de frequentiecompensatie van het systeem moeilijker maken en de transiënte respons bij lichte belasting vertragen. Sterker nog, het systeem kan instabiel zijn.

Frequentierespons van spanningsregelaar. een Spanningsregelaar zonder dynamische belastingtechniek. b De voorgestelde spanningsregelaar met dynamische belastingstechniek

Met behulp van de voorgestelde DLT heeft de gepresenteerde VR een betere stabiliteit bij verschillende belastingen. Zoals eerder geanalyseerd, neemt de stroom door het dynamische belastingscircuit af naarmate de belastingsstroom toeneemt in stabiele toestand en vice versa. Aangezien deze stroom wordt geleverd door DN1, kan het de transconductantievariaties van DN1 onderdrukken binnen een breder belastingstroombereik, wat nuttig is voor de systeemstabiliteit en bandbreedteconstante tijdens een groter belastingsbereik door gebruik te maken van de voorgestelde DLT. De frequentierespons van de voorgestelde VR is in Fig. 6b, die de stabiliteit kan garanderen met een snelle transiënte respons.

De uitgangscondensator bepaalt de positie van de nul ω _z2 . Door de nulpool redelijk te plaatsen, zal het systeem een ​​betere stabiliteit hebben met verschillende C _UIT .

PSR-analyse van de voorgestelde VR

PSR is een van de kritische parameters om de prestaties van spanningsregelaars te meten, en het verwijst naar het vermogen om de hoogfrequente rimpelingen en ruis als gevolg van de voedingsspanning af te stoten. De door Gupta 12 voorgestelde PSR-analysemethode wordt in deze sectie overgenomen, waarvan het belangrijkste idee is om het hele regelsysteem te vereenvoudigen tot een spanningsdelermodel. Zoals getoond in Fig. 7, zijn er twee ruispaden van V _dd naar V _uit :pad 1 brengt de ruis rechtstreeks over van de afvoer van vermogenstransistor DN1 naar V _uit; pad 2 loopt van de tweede trap van EA naar de poort van vermogenstransistor DN1. Het effect van pad 2 kan worden uitgedrukt als

PSR-analyse van de voorgestelde VR

Zoals weergegeven in (15), A _pad2 is een vrij kleine met behulp van de voorgestelde SPT en cascode huidige spiegelstructuur. Dit maakt de invloed van pad 1 dominant in PSR-analyse.

Het vereenvoudigde PSR-model van de voorgestelde VR wordt getoond in Fig. 8, waar r _{o_DN1} is de uitgangsweerstand van vermogenstransistor DN1 rekening houdend met ruispad 1, de gecontroleerde stroombron is afkomstig van ruispad 2, Z _B bestaat uit R _F1 , R _F2 , R ₀ , en C _UIT fungeren als een filter bij hoge frequentie, en Z _{SH_FB} is de equivalente impedantie inclusief de functie van de negatieve feedbacklus. Z _{SH_FB} kan worden gegeven door

$$ {Z}_{SH\_ FB}=\frac{1}{g_{m\_ DN1}\left(1+\beta {A}_E\right)} $$ (16)

Het vereenvoudigde model van PSR

waar g _{m_DN1} is de transconductantie van vermogenstransistor DN1. Daarom kan de PSR-overdrachtsfunctie worden uitgedrukt als

$$ \mathrm{PSR}=\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{dd}}}=\frac{\left(1+{g}_{m\_\mathrm{ DN}1}{r}_{o\_\mathrm{DN}1}{A}_{\mathrm{path}2}\right)\left({Z}_B\Big\Vert {Z}_{ \mathrm{SH}\_\mathrm{FB}}\right)}{r_{o\_\mathrm{DN}1}+{Z}_B\Big\Vert {Z}_{\mathrm{SH}\ _\mathrm{FB}}} $$ (17)

Door opzettelijk de intrinsieke versterking van HV10 veel groter in te stellen dan de vermogenstransistor DN1, g _{m_DN1} r _{o_DN1} A _pad2 <<1 kan worden bereikt, en dus kan de gecontroleerde stroombron worden verwaarloosd. De uitdrukking van PSR kan verder worden vereenvoudigd als

$$ \mathrm{PSR}\circa \frac{Z_B\Big\Vert {Z}_{\mathrm{SH}\_\mathrm{FB}}}{r_{o\_\mathrm{DN}1}+ {Z}_B\Big\Vert {Z}_{\mathrm{SH}\_\mathrm{FB}}} $$ (18)

Sinds Z _B en Z _{SH_FB} zal veranderen met frequentievariatie, is het noodzakelijk om de frequentiekarakteristiek van de PSR te analyseren.

De lage frequentie

Bij lage frequentie is de versterking van EA erg hoog, en C _UIT kan worden behandeld als een open circuit. Dus, Z _B>> Z _{SH_FB} en de PSR kan worden geschreven als

$$ {\mathrm{PSR}}_{\mathrm{LF}}\circa \frac{1}{g_{m\_\mathrm{DN}1}{r}_{o\_\mathrm{DN} 1}\left(1+\beta {A}_{E0}\right)} $$ (19)

De gemiddelde frequentie

De impedantie van Z _{SH_FB} zal toenemen omdat de lusversterking afneemt bij de middenfrequentie. In dit stadium is de Z _{SH_FB} is nog steeds klein en de PSR wordt voornamelijk beïnvloed door lusversterking. Met betrekking tot (7) kan de PSR worden uitgedrukt als

$$ {\mathrm{PSR}}_{\mathrm{MF}}\circa \frac{1}{g_{m\_\mathrm{DN}1}{r}_{o\_\mathrm{DN} 1}\left(1+\beta {A}_{E0}\right)}\frac{1+s/{\omega}_p}{1+s/\left[{\omega}_p\left(1 +\beta {A}_{E0}\right)\right]} $$ (20)

Zoals te zien is in (20), wordt de PSR slechter en is de ruis van de uitgangsspanning ernstiger terwijl de frequentie toeneemt binnen de versterkingsfrequentie van één eenheid.

De hoge frequentie

Vanwege de toenemende frequentie, Z _{SH_FB} wordt groot en komt uiteindelijk in de buurt van 1/g _{m_DN1} . De impedantie van C _UIT wordt kleiner, maar het is nog steeds veel groter dan R ₀ . Dus R ₀ zoals voorheen kan worden weggelaten. De hoogfrequente PSR hangt af van de spanningsverdeling tussen r _{o_DN1} en 1/g _{m_DN1} parallel met C _UIT , die kan worden weergegeven door

$$ {\mathrm{PSR}}_{\mathrm{HF}}\circa \frac{1}{g_{m\_\mathrm{DN}1}{r}_{o\_\mathrm{DN} 1}}\frac{1}{1+s{C}_{\mathrm{OUT}}/{g}_{m\_\mathrm{DN}1}} $$ (21)

Bij hoge frequentie kan de ruis bij uitgangsspanning sterk worden onderdrukt vanwege het effect van C _UIT .

Zoals eerder geanalyseerd, wordt het goede anti-ruisvermogen in het volledige frequentiebereik van de voorgestelde VR gegarandeerd door drie aspecten. Ten eerste wordt een hoge lusversterking toegepast; Ten tweede zorgt SPT ervoor dat de voedingruis weinig invloed heeft op de poort van de vermogenstransistor; Ten derde, de uitgangscondensator C _UIT kan de PSR op de hoge frequentie verbeteren met filtereigenschap.

Resultaten en discussie

De voorgestelde VR is geïmplementeerd in een standaard BCD-technologie van 0,35 m. De chipfoto van de gefabriceerde regelaar wordt getoond in Fig. 9, waarvan het actieve kerngebied van de VR 290 m × 900 m is.

De chipfoto van de voorgestelde VR

De gereguleerde uitgangsspanning van de voorgestelde VR is 5 V met de voedingsspanning variërend van 5,5 tot 30 V. De uitgangscondensator is een goedkope keramische condensator. De capaciteit van de uitgangscondensator kan worden ingesteld van 100 nF tot 3,3 F.

Afbeelding 10 toont de frequentierespons van de voorgestelde VR bij verschillende belastingsomstandigheden met een uitgangscondensator van 100 nF en 3,3 F. De voorgestelde LDO kan stabiel blijven in een breed bereik van uitgangscondensatorwaarden, en de golfvorm van de lusfrequentierespons heeft een zeer klein verschil tussen 0 en 30  mA belastingsstroom, wat profiteert van de voorgestelde DLT die eerder is geanalyseerd.

Lusfrequentieresponsen van voorgestelde VR onder verschillende waarde van I _Laden en C _UIT conditie. een C_UIT =100 nF, b C_UIT =3,3 훍F. Rode en groene lijn staat voor I _Laden van respectievelijk 0 A en 30 mA

Het PSR-verificatieresultaat met een uitgangscondensator van 0,1 F wordt getoond in Fig. 11, waar een − 110 dB bij lage frequentie en beter dan − 64 dB tot 10  MHz wordt bereikt. Bij de lage frequentie heeft de voorgestelde VR een goede PSR vanwege de hoge lusversterking. De PSR wordt slecht binnen de eenheidsversterkingsfrequentie vanwege de gedomineerde pool ω _p . De uitgangscondensator C _UIT verbetert de PSR-karakteristiek bij de hoge frequentie. Die resultaten laten zien dat het consistent is met de vorige analyse en dat de voorgestelde VR een betere PSR verkrijgt in het volledige frequentiebereik.

PSR van voorgestelde VR

Het resultaat van de lijnregeling van de voorgestelde VR wordt getoond in Fig. 12. In het ingangsspanningsbereik van 5,5 tot 30 V varieert de uitgangsspanning slechts 73,53  μV, wat resulteert in een lijnregeling van slechts 2,98 V/V. Dit bevestigt de effectiviteit van de voorgestelde SPT.

Lijnregeling van voorgestelde VR

Afbeelding 13 toont de tijdelijke respons van de uitgangsspanning als gevolg van verschillende belastingsstroom. De spanningspiek en -dip van de gereguleerde uitgangsspanning is ongeveer 43 mV, 65 mV, 83 mV wanneer de belastingsstroom verandert van respectievelijk 0 naar 18 mA, 28 mA en 32 mA. Dit resulteert in een belastingsregeling van 0,233 mV/mA, die voornamelijk wordt veroorzaakt door R ₀ voor de stabiliteit met een breed scala aan uitgangscapaciteit.

Voorbijgaande responsgolfvorm van voorgestelde VR vanwege verschillende belastingstroomstappen. een 0 tot 18 mA; b 0 tot 28 mA; c 0 tot 32 mA

De gemeten OCP wordt getoond in Fig. 14. Om de effectiviteit van OCP te verifiëren, wordt kortsluiting toegepast in Fig. 14a. Zoals getoond in Fig. 14a, wanneer de overstroom optreedt terwijl de uitgangsspanning naar aarde wordt getrokken, wordt de uitgangsstroom van de voorgestelde VR op ongeveer 40 mA gehouden. Afbeelding 14b illustreert een tijdelijke respons tussen overstroom en normale belasting, wat aangeeft dat de voorgestelde VR het vermogen heeft om zichzelf te herstellen wanneer de overbelasting verdwijnt.

De OCP-meting van de voorgestelde VR. een uitgang kortsluiting; b tijdelijke tussen overstroom en normale belasting

Tabel 1 geeft een prestatievergelijking van de voorgestelde LDO en enkele andere eerder gepubliceerde LDO's. Ter vergelijking:deze LDO heeft de beste lijnregulering en PSR, die profiteert van de voorgestelde SPT. Het actieve gebied zal verder worden verkleind als het in een meer geavanceerd proces wordt vervaardigd.

Tabel 2 biedt nog een prestatievergelijking die is gericht op de LDO's die ook een breed voedingsbereik hebben. Met behulp van de voorgestelde DLT en SPT heeft dit werk de beste lijnregulering en het grootste voedingsbereik in vergelijking met andere LDO's. De extra OCP-functie maakt dit werk competitiever en betrouwbaarder.

Conclusie

Een SPT VR met hoge stabiliteit met DLT en OCP is geïmplementeerd in een standaard BCD-proces van 0,35 μm. Met behulp van SPT wordt het grootste deel van de regellus geleverd door een gereguleerde uitgangsspanning, wat gunstig is voor de stabiliteit en PSR-verbetering. De voorgestelde DLT is nuttig voor tijdelijke respons en stabiliteit. Bovendien kan het ingebedde OCP-circuit voorkomen dat de gepresenteerde VR wordt beschadigd door overbelasting of kortsluiting. The linear regulation of the proposed VR is 2.98 μV/V with VDD from 5.5 to 30 V while the regulated output voltage is 5 V, and the load regulation is 0.233 mV/mA with load current from 0 A to 30 mA. The overshoot and undershoot voltage during load current changing is also small by using the presented transient enhancement circuit. The PSR at low frequency is − 110 dB, and is better than − 64 dB up to 10 MHz. High loop stability can be achieved in a wide range of output capacitor and load current, and thus the proposed VR is suitable for applications that require high performance and reliability under variations of output capacitor and load current.

Beschikbaarheid van gegevens en materialen

All data generated or analysed during this study are included in this published article.

Afkortingen

VR:

Voltage regulator

OCP:

Overcurrent protection

SPT:

Self-power technique

PSR:

Power supply rejection

DLT:

Dynamic load technique

EA:

Error amplifier