Ontwerp van een compacte flyback-voedingmodule voor RFID-lezers

Schakelvoedingstechnologie heeft een ontwikkeling doorgemaakt naar miniatuur, hoge frequentie en hoge efficiëntie met de ontwikkeling van hoog geïntegreerde chips in de afgelopen jaren. Hoog geïntegreerde besturingschips maken benodigde perifere componenten vereenvoudigd, aangezien het relatief gemakkelijk is om een schakelvoeding te ontwerpen afhankelijk van ontwerpsoftware. Echter, het probleem van hoge integratie leidt tot lage ontwerpvrijheid, lage beschikbaarheid van chips en lage prijs. Ontwerpsoftware ontwikkeld door elke fabrikant is slechts in staat om enkele typen eigenaardige chips te simuleren. In de praktische toepassing is het cruciaal om een schakelvoeding te ontwerpen die compatibel is met producteisen met uitstekende werkomstandigheden. Gebaseerd op de vereiste van voedingmodule voor RFID, wordt een schakelvoeding ontworpen met een spanning van 220 VAC naar 0,5 VDC en een afmeting van 88 mm × 70 mm. Aangezien de draaiende stroom benaderingt 1,5 A in het proces van het lezen van tags, is de maximale uitgangsstroom van de ontworpen schakelvoeding ingesteld op 3 A.

In het ontwerp van miniatuur met relatief laag uitgangsvermogen, volgens de theorie van Erickson R W, is de schakelvermogensbeschikbaarheid van flyback-schakelvoeding die 0,385 is, meer dan 0,353 die het type normale shock, volbrug en halfbrug gebruikt. Daarom wordt flyback-converterstructuur gekozen. Rekening houdend met de voordelen van feedback-ontwerp en stroommodus-controller, wordt stroommodus PWM-besturingschip UC3842 gekozen.

In de schakelvoeding die het chip UC3842 toepast, is perifere schakelontwerp relatief gemakkelijk. Stroommodus PWM-besturingschipstructuur elimineert de dubbele pool die door inductie in de lus wordt gebracht, om effectief het ontwerp van feedback-lus te vereenvoudigen. Uitgangsterminal-feedbackstijl wordt toegepast, bestaande uit stabilovolt-buiz TL431 en optokoppeler. In het ontwerp gebaseerd op UC3842, neigen ontwerpers ertoe om elke module in de flyback-structuur onafhankelijk te ontwerpen, met nadruk op ontwerp van aangrenzende schakeling en feedback-schakeling, met andere schakelontwerp verwaarloosd. Bijvoorbeeld, volgens de extra-element-theorema van Dr. Middlebrook, moet invoerimpedantie van invoerfilter ver kleiner zijn dan invoerimpedantie van converter. Anders zal fluctuatie mogelijk plaatsvinden in de schakeling. Dit ontwerp bespreekt zorgvuldig aangrenzende schakelontwerp zoals schakelontwerp van invoerfilter, hellingcompensatie en ground-schakelontwerp. Ontwerpschema wordt bepaald door Saber-simulatie en de compatibiliteit met vereiste en stabiliteit door debuggen met RFID.

Basistheorie van flyback-schakelvoeding

De basisontoeptheorie van schakelvoeding is om VAC om te zetten in VDC voor de voeding aan IC-chip die DC verandert in HFAC wat dan verandert in DC-uitgang. Feedback stabiliseert uitgangsspanning van uitgang DC-monster en invoer IC-besturingsschakelaar. De theorie van schakelvoeding wordt geïllustreerd in Figuur 1.

Stroommodus dubbele gesloten-lus structuur wordt toegepast in besturingsconverter van flyback-schakelvoeding. Het kenmerk van flyback-converter ligt in het feit dat in de gesloten toestand van schakelbuis, de inductie-energie binnen de spoelen aan één kant van transformator voeding levert voor de drager door gelijkrichterdiode, terwijl in de open toestand van schakelbuis, energie wordt opgeslagen binnen de spoel van transformator en de uitgang wordt geleverd door energie opgeslagen binnen uitgangcondensator. Het schematische diagram van flyback-converter wordt geïllustreerd in Figuur 2.

Wanneer de spanning gedetecteerd door uitgangdetectieweerstanden R₁ en R₂ minder is dan referentiespanning Vᵣₑ𝒻, stijgt fout door foutversterker met schakelbuis Q₁ open. De primaire inductie en stroom van transformator stijgen met de helling van (V𝓰 − Vₒₙ)/Lₘ. Monstertweerstand Rₛ verandert primaire inductie en stroom in monster-spanning. Gebaseerd op de vergelijking tussen de monster-spanning op monstertweerstand Rₛ en foutspanning, wanneer de spanning op monstertweerstand Rₛ stijgt tot de waarde die hoger is dan foutspanning, zal laag niveau worden uitgevoerd en schakelbuis wordt gesloten tot de komst van de volgende klok. Flyback-schakelvoeding heeft geen uitgangsvermogensspoel nodig en inductie van transformator kan direct worden toegepast voor vermogen dat een eenvoudige topologische structuur kenmerkt. Besturingsschakeling hangt voornamelijk af van stroommodus PWM-chip UC3842 en perifere schakeling.

Stroommodus PWM-chip UC3842

De besturings-CPU die in dit ontwerp wordt toegepast, is PWM-chip UC3842 in de modus van vaste frequentie en stroom, die cruciale besturingscomponenten integreert zoals oscillator, foutversterker, PWM-comparator en SR-trigger. Dit chip kenmerkt de functionaliteit van onder-spanning en over-stroom bescherming met een uitgangsmodus van totem-pool, werkende frequentie van 500 kHz, startstroom minder dan 1 mA en de maximale uitgangsstroom van 1 A.

De functies van pennen zijn verschillend van elkaar. Pen 7 is voor voeding. Wanneer spanning meer is dan langzame-startdrempel van 16 V, geeft Schmitt-trigger hoog niveau uit. Spanningsregelaar levert referentiespanning van 5 V aan pen 8 en wanneer de spanning lager is dan 10 V, geeft Schmitt-trigger laag niveau uit met ondervoltage-vergrendeling. Interne stabilivolt-buiz beperkt de maximale invoerspanning binnen 36 V. Voeding wordt geleverd aan Cₜ door pen 4 via externe RC-schakeling en door pen 8 via weerstand Rₜ en Cₜ bepaalt de frequentie van oscillator door interne stroombron die elektriciteit genereert. Pen 2 is de omkerende invoer van foutversterker, terwijl pen 1 de uitvoer is van foutversterker om compensatie te leveren. Pen 3 is de pen van stroomdetectie, die de duty-cycle bepaalt door de uitvoer van foutversterker en wanneer de spanning van pen 3 meer is dan 1 V, wordt stroomstroom gesloten. Pen 6 levert totem-pool-modus uitgang met de maximale werkingstroom van 1 A, versnellend het sluiten van schakelbuis.

Ontwerp van flyback-schakelvoeding-besturing

Het schematische diagram van besturingsgedeelte wordt weergegeven in Figuur 3 hieronder. Het besturingsgedeelte van flyback-converter is meestal geïntegreerd binnen het chip UC3842 en slechts enkele externe componenten kunnen de vereiste besturingsfunctie implementeren. De hoofdbesturingsfunctiemodule omvat startschakeling, frequentie-ontwerp, beveiligingsschakeling, dryvende schakeling en hellingcompensatie.

Startschakeling en frequentie-ontwerp

Startschakeling levert pen 7 startspanning van meer dan 16 V. Wanneer het systeem start, wordt voeding geleverd aan pen 7 door hulpafwikkeling. De werkwende frequentie van dit systeem wordt bepaald door timing-condensator en weerstand tussen pen 8 en pen 4. De 5 V referentiespanning van pen 8 levert voeding aan condensator C₁₅ door weerstand R₉. Condensator C₁₅ genereert dan zaagtandgolf door interne stroombron die elektriciteit genereert, wiens tijdsduur de dode tijd van chip die PWM uitgeeft, bepaalt. Om de prestaties te garanderen, moet dode tijd minder zijn dan oscillatieperiode met 5%. Gebaseerd op timing-sequentiediagram, kan worden verkregen dat C₁₅ 3,3 nF is en werkwende frequentie 47 kHz. In overeenstemming met de formule fₒₛ𝒸 = 1,7/(Rᵣₑ𝒻 × C₁₅), is de waarde van R₉ 11 kHz.

Stroom-terugvouwschakeling

De stroom-terugvouwschakeling van chip transformeert spoelstroom aan de primaire kant in de uitgangsspanning van spanning en foutversterker geïmplementeerd door PWM-comparator door overstroomdetectieweerstand. Wanneer de spanning van pen 3 meer is dan 1 V, breekt uitgang af. Piek-spoelstroom moet 1 A zijn en de waarde van overstroomdetectieweerstand R₁₃ moet 1 Ω zijn. Om de foutafsluiting geleid door piek-spoelstroom van transformator primaire kant te voorkomen, worden R₁₁ en C₁₄ toegepast om piek te filteren en de piekstroom is ongeveer honderden nanoseconden. In de voorwaarde dat R₁₁ moet zijn 1 k en C₁₄ 500 pF, is tijdconstante τ = RC = 500 ns.

Dryvende schakeling van MOS-buiz

De dryvende schakeling van MOS-buiz is verantwoordelijk voor de uitstekende golfvorm van PWM, met name de valflank. De seriële verbinding tussen uitvoerpen 6 en grid-serieweerstand R₆ zal de hoge-frequente parasitaire fluctuatie veroorzaakt door MOS-buiz invoercapaciteit en eventuele seriële leidraad-inductie in de schakeling verminderen. Om de MOS-buiz schakel-PWM-golfvorm te garanderen, is de waarde van R₆ altijd klein in het bereik van tientallen tot twintig ohm. De waarde van R₈ moet 15 kΩ zijn als MOS-buiz grid-bladweerstand.

Hellingcompensatie

In de piekstroommodus-besturing, wordt de piekwaarde van spoelstroom constant ingesteld, terwijl de gemiddelde waarde van spoelstroom niet is. De verandering van duty-cycle zal de gemiddelde stroom veranderen en de binnenste ring van piekstroombesturing waarborgt de piekwaarde van spoelstroom, maar faalt om de juiste gemiddelde spoelstroom compatibel met uitgangsspanning te besturen, leidend tot de constante verandering van uitgangsspanning. Wanneer de duty-cycle meer is dan 50%, zal de spoelstroomfluctuatie oscillatie genereren. In dit ontwerp is hellingcompensatie vereist. De toepassing van bovenste hellingcompensatie verwijst naar een stapel van positieve hellingspanning op stroommonstersignalen. Capacitieve compensatie wordt in dit ontwerp toegepast met een C₅₁ van 100 pF toegevoegd tussen pen 3 en pen 4 en het oscillatiesignaal van oscillator levert voeding aan C₅₁ en pen 3 door condensator. Met dit type hellingcompensatie, is capaciteit relatief klein met een rang van pF om het aantrekken van de stroom van oscillator en het genereren van te grote negatieve spanning op pen 3 te vermijden.

Perifere schakelontwerp van flyback-schakelvoeding

Schakelontwerp voor EMI en gelijkrichter-filter

Om de interferentie van hoge-frequente stroomnet naar apparaten en de invloed van hoge-frequente schakelaar naar stroomnet te filteren, moet EMI-filterschakeling worden toegepast door invoerrang. Het schakeldiagram van algemene EMI-filtergolf wordt getoond in Figuur 4.

C₁ is verbonden aan de invoerpoort van stroomnet, terwijl C₂ met invoerpoort van apparaat om differentiële-modus interferentie te elimineren. L deelt dezelfde richting met common-mode spoel om common-mode interferentie te filteren, terwijl C₁₆ en C₁₇ met ground verbonden zijn om common-mode interferentie te filteren.

De lekkstroom van C₁₆ en C₁₇ wordt berekend conform formule: . Voor twee identieke condensators, moet de amplitude van lekkstroom conform zijn aan formule: , waarin f verwijst naar de frequentie van stroomnet met de waarde van 50 Hz, C verwijst naar de totale capaciteit van 4400 pF tot de ground, en V verwijst naar de groundspanning van 110 V. Daarom is de waarde van Iₗₑₐₖ 0,15 mA, wat compatibel is met de wisselstroom met de geldige waarde van 220 VAC na EMI compatibel met veiligheidsstandaard. De amplitude is , terwijl de uitgang DCV is . De omgekekeerd doorlaatspanning van diode moet aan de volgende vereiste voldoen: . C verwijst naar filtercapaciteit, terwijl Rₗ verwijst naar belasting. Hoe groter de tijdconstante RₗC is en hoe gladder capaciteit is, hoe beter het filtereffect zal zijn. De diode 1N4007 met een hoge doorlaatspanning wordt gekozen.

Oscillatie veroorzaakt door filter-uitgangsimpedantie en converter-invoerimpedantie

De onverenigbaarheid tussen de invoerimpedantie van converter en uitgangsimpedantie van filter kan mogelijk ook leiden tot oscillatie. De invoerimpedantie van converter van lussysteem kan worden beschouwd als een negatieve weerstand (). Filter is LC-filter en de overdrachtsfunctie kan worden verkregen met ESR van inductie en capaciteit.

De invoerimpedantie van converter van systeem constante oscillatie moet conform zijn aan de formule: .

Daarom, alleen als de invoerimpedantie van lusconverter minder is dan berekende filter-oscillatie-uitgangsimpedantie, is de dempingscoëfficiënt van overdrachtsfunctie positieve waarde die stabiel zal worden om oscillatie te verminderen. Anders zal de schakeling fluctueren.

Snubber-schakelontwerp

Om te voorkomen dat de frequentiebuis wordt vernietigd als gevolg van afsluit-overvoltage, moet primaire-kant RCD-snubber-schakeling aan transformator worden gemonteerd. De uitgangspoort breekt de uitgangsdiode af om harde doorbraak te voorkomen met uitgang-snubber-schakeling toegevoegd, wat in Figuur 5 geïllustreerd wordt.

In het proces van afbraak van MOS-buiz, levert de stroom van primaire-kant i_d voeding aan de parasitaire lekkage-bron-capaciteit door transformator primaire-kant lekkage-bron. Deze hoge-frequente spanning kan de spanning op de schakelbuiz laten overschrijden van doorlaatspanning en de schakelbuiz afbreken, dus wordt een RCD-snubber-schakeling toegevoegd om een spanningsaftap-pad te bieden. Snelle hersteldiode FR107 met hoge doorlaatspanning wordt gekozen, RCD-weerstand 5 kΩ en capaciteit 3300 pF.

Wanneer invoer open is met MOS-buiz geopend, wordt de spanning toegevoegd op uitgang Schottky-diode () en de harde doorbraak van MOS-buiz leidt tot de doorbraak van diode. Met RC-snubber-schakeling toegevoegd, is de spanning op Schottky-diode V_D = V_O + I_O × R₃. De open tijd van 2SK792 van MOS-buiz is 55 ns, de omgekeerde doorlaatspanning van Schottky-diode SB540 is 60 V, uitgang V_O is 5 V en de max stroom is 3 A. Daarom is de equivalente weerstand van de max snubber-schakeling 18,33 Ω en (). Wanneer R 18 Ω is en C 560 pF, is de equivalente seriële weerstand 18,06 Ω.

Uitgangsschakelontwerp

Gelijkrichting wordt geïmplementeerd door uitgangsgedeelte door Schottky-diode en filteren past condensator met lage ESR toe met equivalente capaciteit ESR die uitgang verlaagt, wat in Figuur 6 getoond wordt.

Uitgangsampling-schakelingen worden verkregen door R₅ en R₁₂ differentiële spanning en de waarde van R₁₂ wordt bepaald met referentie van TL431 uitgangsterminal-stroom die 1,5 µA is. Om de stroom die differentiële spanningsverhouding en ruis beïnvloedt te vermijden, moet de stroom door weerstand R₁₂ meer zijn dan 100 keer de TL431-invoerstroom. Rₗₒ𝓌 < 2,5/150 µA = 16,6 kΩ. Aangezien de werkwende stroom van TL431 in het bereik ligt van 1 mA tot 100 mA, wanneer de stroom van R₅ bijna 0 is, wordt de stroom van 1 mA geleverd aan TL431 door R₁₄ (R₁₄ < U𝒻/1 mA). Gebaseerd op de handleiding van PC817B, U𝒻 = 1,15 V, kan de waarde van R₁₄ 1 kΩ zijn, aangezien de waarde minder moet zijn dan 1,15 kΩ.

Gebaseerd op de kenmerkcurves van transistor in PC817B, wanneer de voorwaartse stroom van transistor ongeveer 7 mA is, is de waarde van I_C ook 7 mA en de emitterspanning is lineair binnen een relatief brede categorie met uc3842comp lineair. De CTR in PC817B ligt in het bereik van 1,3 tot 2,6. Wanneer de waarde van I_C 7 mA is, met de ergste situatie overwogen, is de waarde van CTR 1,3. De maximale stroom die door LED moet vloeien, is vereist om I𝒻 = I_C/1,3 = 5,38 mA te zijn, R₄ < (5 − Uₖₐ − U𝒻)/5,38 mA = (5 − 1,15 − 2,5)/5,38 mA = 250 Ω. De maximale stroom die TL431 kan weerstaan, is 150 mA, terwijl de maximale stroom die PC817 kan weerstaan, 50 mA is. Daarom is de maximale stroom die R₄ levert, 50 mA met R₄ > (5 − 1,15 − 2,5)/50 mA = 27 Ω. Dus het bereik van R₄ is tussen 27 Ω en 250 Ω met de waarde van 150 Ω geselecteerd.

Ground-schakelontwerp

Transformator wordt toegepast voor ground-isolator tussen koude en warme ground in schakelvoeding. De warme ground aan de primaire kant van transformator kan in lus worden gevormd door elektriciteitsnet en de secundaire transformator verwijst naar de lus gevormd door koude ground en ground. Veiligheidscondensator Y wordt gekozen door C₁₆ en C₁₇ om nullijn en fase-leiding tot frame-ground te verbinden om common-mode interferentie te filteren. Condensator C₁₈ tussen warme ground en koude ground transformeert ruis aan de secundaire zijde van transformator in de primaire kortsluiting om stralende elektromagnetische golf te verminderen.

Nuttige bronnen
• Uitgebreide inleiding van IoT gebaseerd op RFID
• Ontwerp van hoogvermogen PCB in hoge-temperatuur-omgeving
• Hoe controle-voeding grounding-defecten te verslaan gebaseerd op isolatiereductie in PCB-ontwerp
• Discussie over voeding en ground in elektromagnetische compatibiliteit van PCB
• Hoe impedantie van hoogspannings-PCB-voeding te analyseren en te verbieden
• Aluminium-gerugde PCB's: De oplossing voor hoogvermogen en strakke tolerantie toepassingen
• Volledige PCB-fabricagedienst van PCBCart - Meerdere waarde-toevoegende opties
• Geavanceerde PCB-assemblagedienst van PCBCart - Vanaf 1 stuk