Flyback-stroommodule Circuitontwerp voor RFID-lezer

De technologie voor schakelende voedingen is de afgelopen jaren getuige geweest van een ontwikkeling naar miniatuur, hoge frequentie en hoge efficiëntie met de ontwikkeling van sterk geïntegreerde chips. Sterk geïntegreerde besturingschips maken de vereiste randapparatuur eenvoudiger, omdat het relatief eenvoudig is om een ​​schakelende voeding te ontwerpen, afhankelijk van de ontwerpsoftware. Het probleem van hoge integratie leidt echter tot lage ontwerpvrijheid, lage beschikbaarheid van chips en lage prijs. Ontwerpsoftware die door elke fabrikant is ontwikkeld, is gewoon in staat om sommige soorten eigenaardige chips te simuleren. In de praktische toepassing is het van cruciaal belang om een ​​schakelende voeding te ontwerpen die compatibel is met de producteisen met uitstekende bedrijfsomstandigheden. Op basis van de vereiste van de voedingsmodule voor RFID, is een schakelvoeding ontworpen met een spanning van 220VAC tot 0,5VDC en een afmeting van 88 mm x 70 mm. Aangezien de bedrijfsstroom bijna 1,5 A is tijdens het lezen van tags, is de maximale uitgangsstroom van het ontworpen schakelvermogen ingesteld op 3 A.

In het ontwerp van miniatuur met relatief laag uitgangsvermogen, volgens de Erickson RW-theorie, is de beschikbaarheid van de stroomschakelaar met een terugslagschakelaarvermogen van 0,385 meer dan 0,353 die het type normale schok, volledige brug en halve brug gebruikt. Daarom wordt de flyback-converterstructuur opgepikt. Rekening houdend met de voordelen van feedbackontwerp en stroommoduscontroller, wordt de huidige PWM-besturingschip UC3842 in de huidige modus opgepikt.

In de schakelstroom die de chip UC3842 toepast, is het ontwerp van perifere circuits relatief eenvoudig. Huidige modus PWM-besturingschipstructuur elimineert de dubbele pool die wordt veroorzaakt door inductantie in de lus om het ontwerp van de feedbacklus effectief te vereenvoudigen. Uitgangsterminal feedback stijl wordt toegepast bestaande uit stabilovolt buis TL431 en optocoupler. In het ontwerp op basis van UC3842 hebben ontwerpers de neiging om elke module onafhankelijk te ontwerpen in de flyback-structuur, waarbij de nadruk ligt op het ontwerp van aangrenzende circuits en feedbackcircuits, waarbij ander circuitontwerp wordt verwaarloosd. Volgens de stelling van het extra element van Dr. Middlebrook moet de ingangsimpedantie van het ingangsfilter bijvoorbeeld veel kleiner zijn dan de ingangsimpedantie van de omzetter. Anders vindt er mogelijk fluctuatie plaats in het circuit. Dit ontwerp bespreekt zorgvuldig het aangrenzende circuitontwerp, zoals het circuitontwerp van het ingangsfilter, hellingscompensatie en het ontwerp van het aardingscircuit. Ontwerpschema wordt bepaald door middel van Sabre-simulatie en de compatibiliteit ervan met vereisten en stabiliteit door foutopsporing met RFID.

Basistheorie van Flyback Switch Power

De basisontwerptheorie van schakelvermogen is om VAC om te zetten in VDC voor de voeding naar IC-chip die DC naar HFAC verandert, die vervolgens verandert in DC-uitgang. Feedback stabiliseert de uitgangsspanning van het uitgangs-DC-monster en de ingangs-IC-regelschakelaar. De theorie van schakelvermogen wordt geïllustreerd in figuur 1.

De dubbele gesloten-lusstructuur in de huidige modus wordt toegepast in de regelomvormer van het terugslagschakelaarvermogen. Het kenmerk van de flyback-converter ligt in het feit dat in de gesloten toestand van de schakelbuis de inductantie-energie in de spoelen aan de ene kant van de transformator stroom levert aan de drager via de gelijkrichtdiode, terwijl in de open toestand van de schakelbuis energie wordt opgeslagen binnen de spoel van de transformator en de uitgang wordt geleverd door energie die is opgeslagen in de uitgangscondensator. Het schematische diagram van de flyback-converter wordt geïllustreerd in figuur 2.

Wanneer de spanning wordt gedetecteerd door uitgangsdetectieweerstanden R₁ en R₂ is minder dan de referentiespanning V_ref , fout stijgt door foutversterker met schakelbuis Q₁ open. De primaire inductantie en stroom van de transformator stijgen met de helling van (V_g - V_aan )/ L_m . Bemonsteringsweerstand R_s verandert primaire inductantie en stroom in bemonsteringsspanning. Gebaseerd op de vergelijking tussen de bemonsteringsspanning op bemonsteringsweerstand R_s en foutspanning, wanneer de spanning op de bemonsteringsweerstand R_s stijgt naar de waarde die hoger is dan de foutspanning, wordt een laag niveau uitgevoerd en wordt de schakelbuis gesloten tot de volgende klok komt. Flyback-schakelvermogen heeft geen uitgangsstroominductor nodig en de inductor van de transformator kan direct worden toegepast voor stroom met een eenvoudige topologische structuur. Het stuurcircuit hangt voornamelijk af van de huidige modus PWM-chip UC3842 en het perifere circuit.

Huidige modus PWM-chip UC3842

De besturings-CPU die in dit ontwerp wordt toegepast, is PWM-chip UC3842 in de modus van vaste frequentie en stroom, waarbij cruciale besturingscomponenten zoals oscillator, foutversterker, PWM-comparator en SR-trigger worden geïntegreerd. Deze chip beschikt over de functionaliteit van onderspannings- en overstroombeveiliging met een uitgangsmodus van totempaal, werkfrequentie van 500 kHz, startstroom van minder dan 1mA en de maximale uitgangsstroom van 1A.

De functies van pinnen verschillen van elkaar. Pin 7 is voor voeding. Wanneer de spanning hoger is dan de langzame startdrempel van 16V, voert de Schmitt-trigger een hoog niveau uit. Spanningsregelaar levert een referentiespanning van 5V aan pin 8 en wanneer de spanning lager is dan 10V, voert de Schmitt-trigger een laag niveau uit met vergrendelde onderspanning. Interne stabilivolt-buis beperkt de maximale ingangsspanning binnen 36V. Stroom wordt geleverd aan C_t via pin 4 via extern RC-circuit en via pin 8 via weerstand R_t en C_t bepaalt de frequentie van de oscillator door middel van een interne stroombron die elektriciteit genereert. Pin 2 is de inverterende ingang van de foutversterker, terwijl pin 1 de uitgang is van de foutversterker om compensatie te leveren. Pin 3 is de pin van stroomdetectie, die de duty cycle bepaalt door de uitgang van de foutversterker en wanneer de spanning van pin 3 meer dan 1V is, is de stroom gesloten. Pin 6 levert de uitgang van de totempaalmodus met de maximale werkstroom van 1A, waardoor het sluiten van de schakelbuis wordt versneld.

Ontwerp van de stroomregeling van de flyback-schakelaar

Het schematische diagram van het besturingsgedeelte wordt weergegeven in figuur 3 hieronder. Het besturingsgedeelte van de flyback-converter is grotendeels geïntegreerd in de chip UC3842 en slechts een paar externe componenten kunnen de vereiste besturingsfunctie implementeren. De hoofdbesturingsfunctiemodule omvat startcircuit, frequentieontwerp, beveiligingscircuit, aandrijfcircuit en hellingcompensatie.

• Startcircuit en frequentieontwerp

Startcircuit levert pin 7 startspanning van meer dan 16V. Wanneer het systeem start, wordt stroom geleverd aan pin 7 door hulpwikkeling. De werkfrequentie van dit systeem wordt bepaald door de timingcondensator en weerstand tussen pin 8 en pin 4. De 5V-referentiespanning van pin 8 levert stroom aan condensator C₁₅ via weerstand R₉ . Condensator C₁₅ genereert vervolgens een zaagtandgolf via een interne stroombron die elektriciteit genereert waarvan de tijdspanne de dode tijd bepaalt van de chip die PWM uitvoert. Om de prestaties te garanderen, moet de dode tijd 5% minder zijn dan de oscillatieperiode. Op basis van het timingvolgordediagram kan worden verkregen dat C₁₅ is 3.3nF en werkfrequentie 47kHz. Volgens de formule f_osc =1,7/( R_ref x C₁₅ ), de waarde van R₉ is 11 kHz.

• Huidig ​​foldback-circuit

Het huidige foldback-circuit van de chip transformeert de inductorstroom aan de primaire rand in de uitgangsspanning van de spanning en de foutversterker geïmplementeerd door de PWM-comparator via een overstroomdetectieweerstand. Wanneer de spanning van pin 3 meer dan 1V is, wordt de output afgebroken. De piekinductorstroom zou 1A moeten zijn en de waarde van de huidige detectieweerstand R₁₃ moet 1Ω zijn. Om de foutuitschakeling te voorkomen die wordt geleid door de inductorstroompiek van de primaire rand van de transformator, R₁₁ en C₁₄ zijn toegankelijk om de piek te filteren en de piekstroom is ongeveer honderden nanoseconden. In de voorwaarde dat R11 verondersteld wordt 1k te zijn en C14 500pF, tijdconstante τ =RC =500ns.

• Aandrijfcircuit van MOS-buis

Het aandrijfcircuit van de MOS-buis is verantwoordelijk voor de uitstekende golfvorm van PWM, vooral de valrand. De seriële verbinding tussen uitgangspen 6 en serieweerstand R₆ zal de hoogfrequente parasitaire fluctuatie verminderen die wordt veroorzaakt door de ingangscapaciteit van de MOS-buis en eventuele seriële leadinductantie in het circuit. Om de PWM-golfvorm van de MOS-buisschakelaar te garanderen, moet de waarde van R₆ is altijd klein in het bereik van tientallen tot twintig ohm. De waarde van R₈ wordt verondersteld 15kΩ te zijn als MOS-buisroosterontluchtingsweerstand.

• Hellingcompensatie

In de regeling van de piekstroommodus wordt de piekwaarde van de inductorstroom constant ingesteld, terwijl de gemiddelde waarde van de inductorstroom dat niet is. De verandering van de werkcyclus zal de gemiddelde stroom veranderen en de binnenste ring van de piekstroomregeling zorgt voor de piekwaarde van de inductorstroom, maar kan niet de juiste inductorstroom gemiddelde waarde regelen die compatibel is met de uitgangsspanning, wat leidt tot de constante verandering van de uitgangsspanning. Wanneer de duty cycle meer dan 50% is, zal de fluctuatie van de spoelstroom oscillatie genereren. In dit ontwerp is hellingcompensatie vereist. De toepassing van compensatie van de bovenste helling verwijst naar een stapel positieve hellingsspanning op huidige monstersignalen. In dit ontwerp wordt capacitieve compensatie toegepast met een C₅₁ van 100 pF toegevoegd tussen pin 3 en pin 4 en het oscillatiesignaal van de oscillator levert stroom aan C₅₁ en pin 3 door condensator. Met dit type hellingcompensatie is de capaciteit relatief klein met een rangorde van pF om te voorkomen dat de stroom van de oscillator wordt aangetrokken en een te grote negatieve spanning op pin 3 wordt gegenereerd.

Perifere circuitontwerp van Flyback-schakelvermogen

• Circuitontwerp voor EMI en gelijkrichterfilter

Om de interferentie van hoogfrequent elektriciteitsnet op apparaten en de invloed van hoogfrequente schakelaar op het elektriciteitsnet te filteren, moet het EMI-filtercircuit toegankelijk zijn via ingangsrang. Het schakelschema van de gemeenschappelijke EMI-filtergolf wordt getoond in figuur 4.

C₁ is aangesloten op de ingangspoort van het elektriciteitsnet terwijl C₂ is met ingangspoort van het apparaat om interferentie met differentiële modus te elimineren. L deelt dezelfde richting met common-mode-smoorspoel om common-mode-interferentie te filteren terwijl C₁₆ en C₁₇ zijn verbonden met aarde om interferentie in de gewone modus te filteren.

De lekstroom van C₁₆ en C₁₇ wordt berekend volgens formule:. Voor twee identieke condensatoren moet de amplitude van de lekstroom voldoen aan de formule:, waarin f verwijst naar de frequentie van het elektriciteitsnet met de waarde van 50 Hz, C verwijst naar de totale capaciteit van 4400pF naar de grond, en V verwijst naar de grondspanning van 110V. Daarom is de waarde van I_lek is 0.15mA die compatibel is met de wisselstroom met de geldige waarde van 220VAC na EMI compatibel met veiligheidsnorm. De amplitude is terwijl de uitvoer DCV is . De omgekeerde doorslagspanning van de diode moet aan de volgende eis voldoen:. C verwijst naar filtercapaciteit terwijl R_L verwijst naar lading. Hoe groter de tijdconstante R_L C is en hoe soepeler de capaciteit is, hoe beter het filtereffect zal zijn. De diode ln4007 met een hoge weerstandsspanning wordt opgepikt.

• Oscillatie veroorzaakt door de uitgangsimpedantie van het filter en de ingangsimpedantie van de omzetter

De incompatibiliteit tussen de ingangsimpedantie van de omzetter en de uitgangsimpedantie van het filter leidt mogelijk ook tot oscillatie. De ingangsimpedantie van de omzetter van het lussysteem kan worden beschouwd als een negatieve weerstand ( ). Filter is LC-filter en de overdrachtsfunctie kan worden verkregen met ESR van inductantie en capaciteit.

De ingangsimpedantie van de omzetter van constante systeemoscillatie moet voldoen aan de formule:.

Daarom, alleen als de ingangsimpedantie van de lusconverter kleiner is dan de berekende uitgangsimpedantie van de filteroscillatie, is de dempingscoëfficiënt van de overdrachtsfunctie een positieve waarde die stabiel zal worden om de oscillatie te verminderen. Anders zal het circuit fluctueren.

• Snubber circuit ontwerp

Om te voorkomen dat de frequentiebuis wordt vernietigd als gevolg van uitschakeloverspanning, moet het primaire rand-RCD-snubbercircuit op de transformator worden gemonteerd. De uitgangspoort breekt de uitgangsdiode af om harde uitval te voorkomen met een toegevoegd uitgangssnubbercircuit, dat wordt geïllustreerd in figuur 5.

Tijdens de afbraak van de MOS-buis, de stroom van de primaire rand i_d levert stroom aan de parasitaire lekbroncapaciteit via de primaire randlekbron van de transformator. Deze hoogfrequente spanning kan ervoor zorgen dat de spanning op de schakelbuis de weerstandsspanning overschrijdt en de schakelbuis kapot maakt, zodat een RCD-snubbercircuit wordt toegevoegd om een ​​spanningsaftakkingspad te bieden. Snelhersteldiode FR107 met hoge weerstandsspanning wordt opgepikt, RCD-weerstand 5kΩ en capaciteit 3300pF.

Wanneer de ingang open is met de MOS-buis geopend, wordt de spanning toegevoegd aan de schottky-diode van de uitgang ( ) en de harde afbraak van de MOS-buis leidt tot de afbraak van de diode. Met RC-snubbercircuit toegevoegd, de spanning op schottky-diode V_D =V_O + I_O x R₃ . De open tijd van 2SK792 van MOS-buis is 55ns, de omgekeerde weerstandsspanning van schottky-diode SB540 is 60V, uitgang V_O is 5V en de maximale stroom is 3A. Daarom is de equivalente weerstand van het maximale snubbercircuit 18.33Ω en ( ). Wanneer R 18Ω is en C 560pF is, is de equivalente seriële weerstand 18,06Ω.

• Ontwerp van uitgangscircuit

Rectificatie wordt geïmplementeerd door het uitgangsgedeelte via schottky-diode en filtering past een condensator toe met een lage ESR met een equivalente condensator ESR die de output vermindert, wat wordt weergegeven in figuur 6.

Uitgangsbemonsteringscircuits worden verkregen via R₅ en R₁₂ differentiële spanning en de waarde van R₁₂ wordt bepaald aan de hand van een uitgangsstroom van de TL431-uitgang die 1,5 A is. Om te voorkomen dat de stroom de differentiële spanningsverhouding en ruis beïnvloedt, moet de stroom door weerstand R₁₂ moet meer dan 100 keer de TL431 ingangsstroom zijn. Rlow<2.5/150μA=16.6kΩ. Aangezien de werkstroom van TL431 in het bereik van 1mA tot 100mA ligt, wanneer de stroom van R₅ bijna 0 is, wordt de stroom van 1mA geleverd aan TL431 door R₁₄ (R₁₄ f /1mA). Gebaseerd op de handleiding van PC817B, U_f =1,15V, de waarde van R₁₄ kan 1 kΩ zijn, aangezien de waarde minder dan 1,15 kΩ moet zijn.

Gebaseerd op de karakteristieke curven van triode in PC817B, wanneer de voorwaartse stroom van de transistor ongeveer 7mA is, is de waarde van I_C is ook 7mA en de emitterspanning is lineair binnen een relatief brede categorie met uc3842comp linear. De CTR in PC817B ligt in het bereik van 1,3 tot 2,6. Wanneer de waarde van I_C is 7mA, in de slechtste situatie beschouwd, is de waarde van CTR 1,3. De maximale stroom die door de LED vloeit, moet I_f . zijn =I_C /1.3 =5.38mA, R₄ <(5 - U_ka - U_f )/5,38mA =(5 - 1,15 - 2,5)/5,38mA =250Ω. De maximale stroom die de TL431 kan weerstaan ​​is 150mA, terwijl de maximale stroom die de PC817 kan weerstaan ​​50mA is. Daarom is de maximale stroom R₄ levert is 50mA met R₄>(5 - 1,15 - 2,5)/50mA =27Ω. Dus het bereik van R₄ is tussen 27Ω en 250Ω met de waarde van 150Ω geselecteerd.

• Ontwerp van aardingscircuit

Transformator wordt toegepast voor aardisolator tussen koude en warme grond in schakelvermogen. De hete grond aan de primaire rand van de transformator kan worden gevormd tot een lus door het elektriciteitsnet en de secundaire transformator verwijst naar de lus gevormd door koude grond en aarde. Veiligheidscondensator Y wordt opgepikt door C₁₆ en C₁₇ om de nullijn en de vuurlijn met de framemassa te verbinden om common-mode-interferentie te filteren. Condensator C₁₈ tussen warme grond en koude grond transformeert ruis aan de secundaire zijde van de transformator in de primaire kortsluiting om de elektromagnetische stralingsgolf te verminderen.

Handige bronnen
• Een uitgebreide introductie van IoT op basis van RFID
• Ontwerp van high-power PCB's in een omgeving met hoge temperaturen
• Hoe u aardingsdefecten van de stroomvoorziening kunt omzeilen op basis van isolatiereductie in PCB-ontwerp
• Discussie over stroom en aarde in elektromagnetische compatibiliteit van PCB's
• Impedantie van high-speed PCB-vermogen analyseren en verbieden
• PCB's met aluminium achterkant:de oplossing voor toepassingen met hoog vermogen en strakke toleranties
• Full Feature PCB-productieservice van PCBCart - Meerdere opties met toegevoegde waarde
• Geavanceerde PCB-assemblageservice van PCBCart - Start vanaf 1 stuk