Vereenvoudiging van AC- en DC-signaalketens voor data-acquisitie

Samplingverschijnselen in analoog-naar-digitaalomzetters (ADC's) veroorzaken de problemen van aliasing en capacitieve terugslag, en om deze problemen op te lossen, gebruiken ontwerpers filters en stuurversterkers die hun eigen reeks uitdagingen introduceren. Dit maakt het bereiken van nauwkeurige dc- en ac-prestaties in toepassingsgebieden met gemiddelde bandbreedte een uitdaging en ontwerpers moeten uiteindelijk systeemdoelen inruilen om dit te doen.

Dit artikel beschrijft continue-tijd sigma-delta (∑-Δ) ADC's die inherent en dramatisch de bemonsteringsproblemen oplossen door signaalketens te vereenvoudigen. Ze elimineren de noodzaak voor anti-aliasingfilters en buffers en lossen signaalketen-offsetfouten en driftproblemen op die verband houden met de extra componenten. Deze voordelen verkleinen de grootte van de oplossing, vereenvoudigen het ontwerp van de oplossing en verbeteren de fase-aanpassing en de algehele latentie van het systeem. Dit artikel maakt ook een vergelijking met discrete-time converters en belicht systeemvoordelen, evenals de beperkingen van het gebruik van continue tijd sigma-delta ADC's.

Grondbeginselen van steekproeven

Digitalisering van gegevens omvat de twee fundamentele processen van bemonstering en kwantisering, zoals weergegeven in figuur 1. Sampling is de eerste stap waarin een continu in de tijd variërend analoog signaal x(t) wordt omgezet in een tijddiscreet signaal x(n) met behulp van bemonstering frequentie fS. Het resultaat wordt gelijkmatig gescheiden door een punt van 1/TS (fS =1/TS).

klik voor grotere afbeelding

Figuur 1. Gegevensbemonstering. (Bron:Analoge apparaten)

De tweede stap is kwantisering, die de waarde van deze tijddiscrete monsters benadert tot een van de eindig mogelijke waarden en wordt weergegeven in digitale code, zoals weergegeven in figuur 1. Deze kwantisering tot een eindige reeks waarden leidt tot een fout in de digitalisering genaamd kwantiseringsruis.

Het bemonsteringsproces resulteert ook in aliasing, waarbij we terugslag zien van ingangssignalen en de harmonischen rond de sample- en hold-klokfrequentie. Het Nyquist-criterium vereist dat de bemonsteringsfrequentie ten minste tweemaal de hoogste frequentie in het signaal is. Als de bemonsteringsfrequentie minder dan tweemaal de maximale analoge signaalfrequentie is, treedt een fenomeen op dat bekend staat als aliasing.

Om de implicaties van aliasing in zowel het tijd- als het frequentiedomein te begrijpen, moet u eerst kijken naar het geval van een tijdsdomeinrepresentatie van een enkeltoons sinusgolf gesampled zoals weergegeven in figuur 2. In dit voorbeeld is de bemonsteringsfrequentie, fS, niet ten minste 2fa, maar slechts iets meer dan de analoge ingangsfrequentie, fa, en voldoet dus niet aan het Nyquist-criterium. Merk op dat het patroon van de daadwerkelijke samples een aliased sinusgolf produceert met een lagere frequentie gelijk aan fS – fa.

klik voor grotere afbeelding

Figuur 2. Aliasing:representatie in het tijdsdomein. (Bron:Analoge apparaten)

klik voor grotere afbeelding

Figuur 3. Aliasing:representatie in het frequentiedomein. (Bron:Analoge apparaten)

De corresponderende representatie van het frequentiedomein van dit scenario wordt getoond in figuur 3.

De Nyquist-bandbreedte wordt gedefinieerd als het frequentiespectrum van dc tot fS/2. Het frequentiespectrum is verdeeld in een oneindig aantal Nyquist-zones, elk met een breedte gelijk aan 0,5fS. In de praktijk wordt de ideale sampler vervangen door een ADC gevolgd door een FFT-processor. De FFT-processor levert alleen een uitvoer van dc naar fS/2; dat wil zeggen, de signalen of aliassen die in de eerste Nyquist-zone verschijnen.

Beschouw het geval van een sinusgolf met één frequentie van frequentie fa, bemonsterd met een frequentie fS door een ideale impulsbemonsteraar (zie figuur 1). Neem ook aan dat fS> 2fa. De output van het frequentiedomein van de sampler toont aliassen of afbeeldingen van het originele signaal rond elk veelvoud van fS; dat wil zeggen, bij frequenties gelijk aan | ± KfS ± fa|, K =1, 2, 3, 4, enzovoort.

Beschouw nu het geval van een signaal dat zich buiten de eerste Nyquist-zone in figuur 3 bevindt. De signaalfrequentie is slechts iets lager dan de bemonsteringsfrequentie, wat overeenkomt met de toestand die wordt getoond in de tijdsdomeinweergave in figuur 2. Merk op dat hoewel de signaal zich buiten de eerste Nyquist-zone bevindt, het beeld (of alias), fS – fa, valt binnen. Terugkerend naar figuur 3, is het duidelijk dat als een ongewenst signaal verschijnt op een van de beeldfrequenties van fa, dit ook zal optreden bij fa, waardoor een onechte frequentiecomponent wordt geproduceerd in de eerste Nyquist-zone.

Uitdagingen bestrijden voor precisieprestaties

Voor hoogwaardige toepassingen moeten systeemontwerpers kwantiseringsruis, aliasing en bemonsteringsproblemen met geschakelde condensatorinvoer als gevolg van het bemonsteringsproces bestrijden. Beide typen precisie-ADC's, dat wil zeggen opeenvolgende benaderingsregisters (SAR's) en sigma-delta-ADC's, beschikbaar in de industrie, zijn ontworpen met behulp van op geschakelde condensatoren gebaseerde bemonsteringstechnieken.

Kwantiseringsruis

In een ideale Nyquist ADC bepaalt de LSB-grootte van de ADC de kwantiseringsruis die aan de ingang wordt toegevoegd, terwijl de conversie van analoog naar digitaal wordt uitgevoerd. Deze kwantiseringsruis wordt verspreid over de bandbreedte van fS/2. Om kwantiseringsruis tegen te gaan, is de eerste techniek oversampling, waarbij het ingangssignaal wordt bemonsterd met een veel hogere snelheid dan de Nyquist-frequentie om de signaal-ruisverhouding (SNR) en de resolutie (ENOB) te verhogen. Bij overbemonstering wordt de bemonsteringsfrequentie gekozen op N keer de Nyquist-frequentie (2 × fIN), en als resultaat moet dezelfde kwantisatieruis zich nu verspreiden over N keer de Nyquist-frequentie. Dit versoepelt ook de vereisten voor het anti-aliasingfilter. Oversampling ratio (OSR) wordt gedefinieerd als fS/2fIN, waarbij fIN het signaal BW van belang is. Als algemene richtlijn geldt dat oversampling van de ADC met een factor vier zorgt voor een extra bit aan resolutie of een toename van 6 dB in dynamisch bereik. Het verhogen van de oversamplingverhouding resulteert in een algehele verminderde ruis en de verbetering van het dynamisch bereik (DR) als gevolg van oversampling is ΔDR =10log10 OSR in dB.

Oversampling wordt inherent gebruikt en geïmplementeerd samen met een geïntegreerd digitaal filter en decimatiefunctionaliteit. De basis oversampling-modulator in sigma-delta ADC vormt de kwantisatieruis zodanig dat het meeste buiten de van belang zijnde bandbreedte plaatsvindt, wat resulteert in een groter algemeen dynamisch bereik bij lage frequenties, zoals weergegeven in figuur 4. Het digitale laagdoorlaatfilter (LPF) ) verwijdert vervolgens de kwantiseringsruis buiten de van belang zijnde bandbreedte, en de decimator verlaagt de uitvoergegevenssnelheid terug naar de Nyquist-snelheid.

klik voor grotere afbeelding

Figuur 4. Een voorbeeld van oversampling. (Bron:Analoge apparaten)

Ruisvorming is de andere techniek om de kwantiseringsruis te verminderen. In sigma-delta ADC's wordt een quantizer met lage resolutie (één bit tot vijf bits) gebruikt in een lus na het lusfilter. Een DAC wordt gebruikt als feedback om het gekwantiseerde signaal van de ingang af te trekken, zoals weergegeven in afbeelding 5.

klik voor grotere afbeelding

Figuur 5. Ruisvorming. (Bron:Analoge apparaten)

De integrator zal de kwantisatiefout blijven optellen, wat resulteert in het vormen van de kwantisatieruis naar hogere frequenties, die vervolgens kunnen worden gefilterd met behulp van een digitaal filter. Figuur 6 illustreert de spectrale vermogensdichtheid (PSD) van de output x[n] van een typische sigma-delta ADC. De ruisvormende helling hangt af van de volgorde van het lusfilter H(z) (zie figuur 11) en is (20 × n) dB/decade, waarbij n de volgorde van het lusfilter is. De sigma-delta ADC bereikt een hoge resolutie in-band door een combinatie van noise-shaping en oversampling. In-band bandbreedte is gelijk aan fODR/2 (ODR staat voor output data rate). Een hogere resolutie kan worden verkregen door de volgorde van het lusfilter te verhogen of door de oversamplingverhouding te vergroten.

klik voor grotere afbeelding

Figuur 6. Oversampling en noise-shaping plot. (Bron:Analoge apparaten)

Aliasing

Om aliasing in krachtige toepassingen tegen te gaan, worden anti-aliasingfilters van hogere orde gebruikt om elke vorm van foldback te voorkomen. Een anti-aliasingfilter is een laagdoorlaatfilter dat het ingangssignaal begrenst en ervoor zorgt dat er geen frequentiecomponent in het signaal is buiten de van belang zijnde bandbreedte die kan worden teruggevouwen. De filterprestaties zijn afhankelijk van hoe dicht het out-of-band-signaal bij fS/2 ligt en van de vereiste hoeveelheid verzwakking.

Voor SAR ADC's is de kloof tussen het ingangssignaal BW en de bemonsteringsfrequentie niet enorm, daarom hebben we een filter van hogere orde nodig dat een complex filterontwerp van hogere orde vereist met meer vermogen en meer vervorming. Als een SAR met een bemonsteringssnelheid van 200 kSPS bijvoorbeeld een ingangs-BW van 100 kHz heeft, moet het anti-aliasingfilter een ingangssignaal van>100 kHz afwijzen om er zeker van te zijn dat er geen aliasing is. Dit vereist een filter van zeer hoge orde. Figuur 7 toont de steile curve vraag.

klik voor grotere afbeelding

Figuur 7. Aliasvereiste. (Bron:Analoge apparaten)

Als een bemonsteringssnelheid van 400 kSPS wordt gekozen om de volgorde van het filter te versoepelen, is de afwijzing nodig voor>300 kHz ingangsfrequentie. Door de bemonsteringssnelheid te verhogen, neemt het vermogen toe, en voor dubbele snelheid zou het vermogen ook worden verdubbeld. Verdere oversampling ten koste van het vermogen zal de vereiste van het anti-aliasingfilter verder versoepelen, aangezien de bemonsteringsfrequentie veel hoger is dan de ingangs-BW.

In sigma-delta ADC's wordt de invoer overbemonsterd bij een veel hogere OSR, dus de vereiste van het anti-aliasingfilter is versoepeld omdat de bemonsteringsfrequentie veel hoger is dan de invoer-BW, zoals weergegeven in afbeelding 8.

klik voor grotere afbeelding

Figuur 8. Anti-aliasing filtervereiste in sigma-delta. (Bron:Analoge apparaten)

Afbeelding 9 geeft een idee van de AAF-complexiteit voor SAR- en discrete-time sigma-delta (DTSD)-architecturen. Als we een ingangsbandbreedte van -3 dB van 100 kHz nemen om een ​​verzwakking van 102 dB te bereiken bij de bemonsteringsfrequentie fS, is een anti-aliasingfilter van de tweede orde nodig voor een DTSD ADC, terwijl voor dezelfde verzwakking bij fS een filter van de vijfde orde nodig is met een SAR-ADC.

Voor een continue-tijd sigma-delta (CTSD) ADC is de verzwakking inherent, dus we hebben geen anti-aliasingfilter nodig.

klik voor grotere afbeelding

Figuur 9. AAF-filtervereiste voor verschillende architecturen. (Bron:Analoge apparaten)

Deze filters kunnen een pijnpunt zijn voor systeemontwerpers en ze moeten ze optimaliseren voor de droop die ze bieden in de interesseband en zoveel mogelijk afwijzing bieden. Ze voegen ook veel andere fouten toe aan het systeem, zoals offset, versterking, fasefout en ruis, waardoor de prestaties afnemen.

Bovendien zijn high-performance ADC's differentieel van aard, dus we hebben twee keer zoveel passieve componenten nodig. Om een ​​betere faseafstemming te krijgen in meerkanaalstoepassingen, moeten alle componenten in de signaalketen goed op elkaar aansluiten. Als gevolg hiervan zijn componenten met een nauwere tolerantie vereist.

Geschakelde condensatoringang

De bemonstering van geschakelde condensatoringangen is afhankelijk van de insteltijd van de bemonsterde ingang op een condensator, waardoor een vraag ontstaat naar het opladen/ontladen van tijdelijke stroom wanneer de bemonsteringsschakelaar wordt in-/uitgeschakeld. Dit wordt terugslag op de ingang genoemd en vereist een ingangsversterker die deze tijdelijke stromen kan ondersteunen. Ook moet de invoer aan het einde van de bemonsteringstijd worden geregeld en de nauwkeurigheid van de bemonsterde invoer bepaalt de prestaties van de ADC, wat inhoudt dat de stuurversterker snel moet worden geregeld na de terugslag. Dit leidt tot de behoefte aan een driver met hoge bandbreedte die snelle afwikkeling kan ondersteunen en de terugslag van de werking van de geschakelde condensator kan absorberen. Bij geschakelde condensatoringangen moet de driver, wanneer de bemonstering AAN staat, onmiddellijk de lading voor de houdcondensator leveren. Deze plotselinge stroomstoot kan alleen op tijd worden geleverd als de driver over voldoende bandbreedtemogelijkheden beschikt. Door de parasieten van de schakelaar zal er een terugslag zijn op de bestuurder op het moment van bemonstering. Als de terugslag niet tot rust komt voor de volgende bemonstering, resulteert dit in een fout bij het bemonsteren, waardoor de ADC-ingang wordt beschadigd.

klik voor grotere afbeelding

Figuur 10. Sampling van terugslag. (Bron:Analoge apparaten)

Afbeelding 10 toont de terugslag op de DTSD ADC. Als de bemonsteringsfrequentie bijvoorbeeld 24 MHz is, moet het datasignaal binnen 41 ns tot rust komen. Aangezien de referentie ook een geschakelde condensatoringang is, is ook een buffer met hoge bandbreedte nodig op de referentie-ingangspen. Deze ingangssignaal- en referentiebuffers dragen bij aan ruis en verlagen de algehele prestaties van de signaalketen. Bovendien dragen de vervormingscomponenten van de ingangssignaaldriver (rond de S&H-frequentie) bij aan de anti-aliasingvereisten. Bij geschakelde condensatoringangen zullen veranderingen in de bemonsteringssnelheid ook resulteren in een variërende ingangsstroom. Dit kan leiden tot herafstemming van het systeem om de gain-fout te verminderen die in de bestuurder of de voorgaande fase wordt gegenereerd tijdens het besturen van de ADC.

Continu-Time Sigma-Delta ADC

Een CTSD ADC is een alternatieve sigma-delta ADC-architectuur die gebruikmaakt van principes zoals oversampling en noise-shaping, maar die een alternatieve manier heeft om de sampling-bewerking te implementeren die aanzienlijke systeemvoordelen oplevert.

Figuur 11 toont een vergelijking van een DTSD-architectuur en CTSD-architectuur. Zoals we in de DTSD-architectuur zien, wordt de invoer vóór de lus gesampled. Het lusfilter H(z) is discreet in de tijd en geïmplementeerd met behulp van geschakelde condensatorintegrators. De feedback-DAC is ook op condensator gebaseerd. Aangezien er sampling aan de ingang is, zal dit resulteren in een aliasingprobleem van f_S , is een extra anti-aliasingfilter vereist op de ingang voordat deze wordt gesampled.

klik voor grotere afbeelding

Figuur 11. Discrete-tijd en continue-tijd modulaire blokschema's. (Bron:Analoge apparaten)

CTSD heeft geen sampler aan de ingang. In plaats daarvan wordt het bemonsterd bij de kwantiseerder in de lus. Het lusfilter is nu continu-tijd met behulp van continue-tijd integrators, net als de feedback-DAC. Net als de kwantisering die vorm krijgt, krijgt ook de aliasing als gevolg van bemonstering vorm. Dit resulteert in een bijna nonsampling ADC, een klasse apart.

De bemonsteringsfrequentie van de CTSD ligt vast, in tegenstelling tot de DTSD waar de bemonsteringsfrequentie van de modulator gemakkelijk kan worden geschaald. Ook is bekend dat CTSD ADC's minder tolerant zijn voor jitter dan geschakelde condensatorequivalenten. Kant-en-klare kristal- of CMOS-oscillatoren bieden lokaal lage jitterklokken aan ADC's, wat helpt voorkomen dat de klok met lage jitter over isolatie wordt verzonden en EMC vermindert.

De twee belangrijkste voordelen van CTSD zijn de inherente afwijzing van aliassen en de resistieve ingangen voor signalen en referentie.

Inherente anti-aliasing

Het verplaatsen van de quantizer binnen de lus resulteert in inherente afwijzing van aliassen. Zoals weergegeven in figuur 12, gaat het ingangssignaal door het lusfilter voordat het wordt gesampled en de foldback-fout (alias), die bij de quantizer wordt geïntroduceerd, ziet dit filter ook. Het signaal en de aliasfout zullen dezelfde ruisoverdrachtsfunctie zien als de sigma-delta-lus, en beide zullen dezelfde ruisvorming hebben als de kwantiseringsruis in sigma-delta-architecturen. De frequentierespons van de CTSD-lus verwerpt dus op natuurlijke wijze ingangssignalen rond gehele veelvouden van de bemonsteringsfrequentie en fungeert als een anti-aliasingfilter.

klik voor grotere afbeelding

Figuur 12. Frequentierespons van een CTSD-modulator. (Bron:Analoge apparaten)

Resistive invoer

Het hebben van resistieve ingangen op signaal- en referentie-ingangen maakt het gemakkelijker om te rijden dan de sample-and-hold-configuraties. Met constante resistieve inputs is er geen terugslag en kan de driver volledig worden verwijderd. De ingang is vrij van vervorming, zoals weergegeven in afbeelding 13. En aangezien de ingangsweerstand constant is, wordt het opnieuw afstemmen van het systeem op versterkingsfouten ook geëlimineerd.

klik voor grotere afbeelding

Figuur 13. Invoerregeling voor CTSD. (Bron:Analoge apparaten)

Analoge ingangen kunnen bipolair zijn, ook al heeft de ADC een unipolaire voeding. Dit kan de noodzaak voor niveauverschuiving van een bipolaire front-end naar de ADC wegnemen. De gelijkstroomprestaties van de ADC zijn mogelijk niet hetzelfde als de ingangsweerstand die nu zowel een common-mode-afhankelijke ingangsstroom als de ingangsstroom heeft.

De referentiebelasting is ook resistief, wat de terugslag bij het schakelen vermindert, waardoor een aparte referentiebuffer niet nodig is. De weerstand voor een laagdoorlaatfilter kan op de chip worden gemaakt, zodat deze mee kan volgen met de resistieve belasting op de chip (aangezien ze van hetzelfde materiaal kunnen zijn), voor een verminderde temperatuurafwijking van de versterkingsfout.

CTSD-architectuur is niet nieuw, maar de megatrends in industriële en instrumentatiemarkten vereisen dc- en ac-precisieprestaties bij hogere bandbreedtes. Bovendien geven klanten de voorkeur aan een enkel platformontwerp dat geschikt is voor de meeste van hun oplossingen om hun time-to-market te verkorten.

CTSD-architectuur is de keuze geweest in een brede reeks toepassingen, variërend van hoogwaardige audio tot RF-frontend van mobiele telefoons, vanwege een aantal voordelen ten opzichte van andere typen ADC's. De voordelen zijn onder meer een grotere ontvankelijkheid voor integratie en een laag stroomverbruik, maar ook, en mogelijk nog belangrijker, omdat het gebruik van een CTSD een aantal belangrijke problemen op systeemniveau oplost. Vanwege een aantal technologische tekortkomingen was het gebruik van CTSD voorheen beperkt tot relatieve audiofrequentie/bandbreedte en lager dynamisch bereik. Daarom zijn hoogwaardige Nyquist-snelheidsconverters, zoals ADC's met opeenvolgende benadering en overbemonsterde DTSD-converters, de standaardoplossing voor nauwkeurige, krachtige/gemiddelde bandbreedtetoepassingen.

Recente technologische doorbraken hebben het echter mogelijk gemaakt om veel beperkingen te overwinnen. De AD7134 van Analog Devices ondersteunt bijvoorbeeld zeer nauwkeurige dc tot 400 kHz bandbreedte ADC op basis van CTSD die aanzienlijk hogere prestatiespecificaties behaalt, terwijl dc-nauwkeurigheid wordt geboden en op zijn beurt de oplossing mogelijk wordt voor een aantal belangrijke problemen op systeemniveau in hoge toepassingen voor prestatie-instrumentatie. De AD7134 integreert ook een asynchrone sample rate converter (ASRC) die data levert met variabele datasnelheden die zijn afgeleid van de vaste samplesnelheid van CTSD. De uitvoergegevenssnelheid kan onafhankelijk zijn van de bemonsteringsfrequentie van de modulator en kan succesvol gebruik van CTSD ADC's voor verschillende granulaire doorvoersnelheden mogelijk maken. De flexibiliteit om de uitvoergegevenssnelheid op een gedetailleerd niveau te wijzigen, stelt gebruikers ook in staat coherente steekproeven te gebruiken.

Inherente aliasafwijzing maakt een anti-aliasingfilter overbodig, wat resulteert in minder componenten en een kleinere oplossingsgrootte. Wat nog belangrijker is, prestatieproblemen die gepaard gaan met een anti-aliasingfilter zoals droop, fouten zoals offset, versterking en fasefout, en ruis in het systeem zijn niet langer aanwezig. Een anti-aliasingfilter draagt ​​ook aanzienlijk bij aan de algehele latentie in de signaalketen, afhankelijk van de benodigde afwijzing. Door het filter te verwijderen wordt deze vertraging volledig weggenomen, waardoor precisieconversie in luidruchtige digitale regelkringtoepassingen mogelijk wordt.

Zonder anti-aliasingfilter op systeemniveau kan faseafstemming in meerkanaalssystemen enorm worden verbeterd. Dit is vooral handig in toepassingen die een lage kanaal-naar-kanaal mismatch vereisen, zoals trillingsbewaking, vermogensmetingen, data-acquisitiemodules en sonar. Vanwege hun inherente filterwerking zijn CTSD ADC's ook immuun voor elke vorm van interferentie op systeemniveau, ook vanuit de IC zelf. Bij DTSD ADC's en SAR ADC's moet ervoor worden gezorgd dat er minder interferentie is wanneer de ADC aan het samplen is. Ook zou er immuniteit zijn tegen interferentie op voedingslijnen vanwege de inherente filterwerking. Met constante resistieve analoge ingangen en referentie-ingangen kan de driververeiste ook volledig worden verwijderd. Nogmaals, dit lost prestatieproblemen op, zoals fouten zoals offset, versterking, fasefout en ruis naar het systeem zijn er niet meer.

De strijd om de precisieprestaties te bereiken is zeer minimaal omdat het aantal ontworpen elementen aanzienlijk wordt verminderd. Dit resulteert in snellere ontwerptijd, snellere time-to-market voor klanten, eenvoudiger stuklijstbeheer en betrouwbaarheid. Als u een anti-aliasingfilter, een stuurprogramma en een referentiebuffer verwijdert, wordt het systeembordoppervlak aanzienlijk kleiner. Een instrumentatieversterker kan worden gebruikt om de ADC rechtstreeks aan te sturen. Bijvoorbeeld, met de AD7134, omdat het een differentiële ingang is, kan een differentiële in-amp zoals de LTC6373 als driver worden gebruikt. De vergelijking in figuur 14 toont de signaalketen voor een op discrete tijd gebaseerde signaalketen en een continue op tijd gebaseerde signaalketen. Ons experiment laat een besparing van 70% zien in vergelijking met een equivalente signaalketen op basis van discrete tijd, waardoor het een uitstekende keuze is voor toepassingen met meerdere kanalen met een hoge dichtheid.

Kortom, deze benadering biedt een aanzienlijke vermindering van de systeemomvang, vereenvoudigt het ontwerp van de signaalketen, maakt het systeem robuuster en verkort de totale time-to-market met eenvoudig ontwerp zonder prestatieparameters te verhandelen die worden vereist door precisie-instrumentatietoepassingen.

klik voor grotere afbeelding

Figuur 14. Een discrete-tijd-gebaseerde (links) en een continue-tijd-gebaseerde (rechts) signaalketen vergelijking. (Bron:Analoge apparaten)

klik voor grotere afbeelding

Figuur 15. Groottevergelijking van discrete-time en continue-time signaalketen. (Bron:Analoge apparaten)

Referenties

Kester, Walt. "MT-002:wat het Nyquist-criterium betekent voor het ontwerp van uw gesamplede gegevenssysteem." Analog Devices, Inc., 2009.

Pavan, Shanti. "Alias-afwijzing van continue-tijd-modulators met geschakelde condensatorfeedback-DAC's." IEEE-transacties op circuits en systemen I:gewone papieren , vol. 58, nr. 2, februari 2011.

Schreier, Richard en Gabor C. Temes. Inzicht in Delta-Sigma-gegevensomzetters. John Wiley en zonen, 2005.

Erkenningen

De auteur wil Abhilasha Kawle, Avinash Gutta en Roberto Maurino bedanken voor hun steun aan dit artikel.