Op-Amp praktische overwegingen

Echte operationele versterkers hebben enkele onvolkomenheden in vergelijking met een "ideaal" model. Een echt apparaat wijkt af van een perfecte verschilversterker. Eén min één hoeft niet nul te zijn. Het kan een offset hebben zoals een analoge meter die niet op nul is gesteld. De ingangen kunnen stroom trekken. De kenmerken kunnen afwijken met de leeftijd en temperatuur. De versterking kan worden verminderd bij hoge frequenties en de fase kan van ingang naar uitgang verschuiven. Deze onvolkomenheden kunnen in sommige toepassingen geen merkbare fouten veroorzaken, in andere onaanvaardbare fouten. In sommige gevallen kunnen deze fouten worden gecompenseerd. Soms is een apparaat van hogere kwaliteit en duurder nodig.

Common-Mode Versterking

Zoals eerder vermeld, versterkt een ideale differentiële versterker alleen het spanning verschil tussen de twee ingangen. Als de twee ingangen van een differentiële versterker aan elkaar zouden worden kortgesloten (waardoor er geen potentiaalverschil tussen beide zou zijn), zou er geen verandering in de uitgangsspanning mogen zijn voor enige hoeveelheid spanning die wordt toegepast tussen die twee kortgesloten ingangen en aarde:

Spanning die gemeenschappelijk is tussen een van de ingangen en aarde, als "V_common-mode ” is in dit geval common-mode voltage . Aangezien we deze gemeenschappelijke spanning variëren, moet de uitgangsspanning van de perfecte differentiële versterker absoluut stabiel blijven (geen verandering in output voor willekeurige verandering in common-mode input). Dit vertaalt zich in een common-mode spanningsversterking van nul.

De operationele versterker, die een differentiële versterker is met een hoge differentiële versterking, zou idealiter ook nul common-mode-versterking hebben. In het echte leven is dit echter niet gemakkelijk te bereiken. Common-mode-spanningen zullen dus altijd enig effect hebben op de uitgangsspanning van de op-amp.

De prestaties van een echte op-amp in dit opzicht worden meestal gemeten in termen van de differentiële spanningsversterking (hoeveel het het verschil tussen twee ingangsspanningen versterkt) versus de common-mode spanningsversterking (hoeveel het een common-mode versterkt). Spanning). De verhouding van de eerste tot de laatste wordt de common-mode weigeringsverhouding genoemd , afgekort als CMRR:

Een ideale op-amp, zonder common-mode-versterking, zou een oneindige CMRR hebben. Echte op-amps hebben hoge CMRR's, de alomtegenwoordige 741 heeft iets van ongeveer 70 dB, wat neerkomt op iets meer dan 3.000 in termen van een verhouding.

Omdat de common-mode-afwijzingsverhouding in een typische op-amp zo hoog is, is common-mode-versterking meestal geen groot probleem in circuits waar de op-amp wordt gebruikt met negatieve feedback. Als de common-mode-ingangsspanning van een versterkerschakeling plotseling zou veranderen, en dus een overeenkomstige verandering in de output zou produceren als gevolg van common-mode-versterking, zou die verandering in output snel worden gecorrigeerd als negatieve feedback en differentiële versterking (zijnde veel groter is dan common-mode gain) werkte om het systeem weer in evenwicht te brengen. En ja hoor, er kan een verandering worden gezien aan de output, maar het zou een stuk kleiner zijn dan je zou verwachten.

Een overweging om in gedachten te houden, is echter common-mode-versterking in differentiële op-amp-circuits zoals instrumentatieversterkers. Buiten het verzegelde pakket van de op-amp en de extreem hoge differentiële versterking, kunnen we common-mode-versterking vinden die wordt geïntroduceerd door een onbalans van weerstandswaarden. Om dit aan te tonen, zullen we een SPICE-analyse uitvoeren op een instrumentatieversterker met ingangen die aan elkaar zijn kortgesloten (geen differentiële spanning), waardoor een common-mode-spanning wordt opgelegd om te zien wat er gebeurt. Eerst zullen we de analyse uitvoeren die de uitgangsspanning van een perfect uitgebalanceerd circuit laat zien. We zouden geen verandering in de uitgangsspanning mogen verwachten als de common-mode spanning verandert:

instrumentatieversterker v1 1 0 rin1 1 0 9e12 rjump 1 4 1e-12 rin2 4 0 9e12 e1 3 0 1 2 999k e2 6 0 4 5 999k e3 9 0 8 7 999k rload 9 0 10k r1 2 3 10k rgain 2 5 10k r2 5 6 10k r3 3 7 10k r4 7 9 10k r5 6 8 10k r6 8 0 10k .dc v1 0 10 1 .print dc v(9) .end 

v1 v(9) 0.000E+00 0.000E+00 1.000E+00 1.355E-16 2.000E+00 2.710E-16 3.000E+00 0.000E+00 Zoals u kunt zien, is de uitgangsspanning v( 9) 4.000E+00 5.421E-16 verandert nauwelijks voor een common-mode 5.000E+00 0.000E+00 ingangsspanning (v1) die varieert van 0 6.000E+00 0.000E+00 tot 10 volt. 7.000E+00 0.000E+00 8.000E+00 1.084E-15 9.000E+00 -1.084E-15 1.000E+01 0.000E+00 

Afgezien van zeer kleine afwijkingen (eigenlijk vanwege eigenaardigheden van SPICE in plaats van echt gedrag van het circuit), blijft de output stabiel waar hij zou moeten zijn:bij 0 volt, met nul ingangsspanningsverschil. Laten we echter een weerstandsonbalans in het circuit introduceren, waardoor de waarde van R₅ . wordt verhoogd van 10.000 Ω tot 10.500 Ω, en kijk wat er gebeurt (de netlijst is voor de beknoptheid weggelaten - het enige dat is gewijzigd, is de waarde van R₅ ):

v1 v(9) 0.000E+00 0.000E+00 1.000E+00 -2.439E-02 2.000E+00 -4.878E-02 3.000E+00 -7.317E-02 Deze keer zien we een significante variatie 4.000E+00 -9.756E-02 (van 0 tot 0.2439 volt) in uitgangsspanning 5.000E+00 -1.220E-01 als de common-mode ingangsspanning schommelt 6.000E+00 -1.463E-01 van 0 tot 10 volt zoals het vroeger deed. 7.000E+00 -1.707E-01 8.000E+00 -1.951E-01 9.000E+00 -2.195E-01 1.000E+01 -2.439E-01 

Ons ingangsspanningsverschil is nog steeds nul volt, maar de uitgangsspanning verandert aanzienlijk als de common-mode-spanning wordt gewijzigd. Dit is indicatief voor een common-mode-winst, iets wat we proberen te vermijden. Meer dan dat, het is een common-mode-winst die we zelf hebben gemaakt, die niets te maken heeft met onvolkomenheden in de op-amps zelf. Met een getemperde differentiële versterking (eigenlijk gelijk aan 3 in dit specifieke circuit) en geen negatieve feedback buiten het circuit, zal deze common-mode-versterking ongecontroleerd blijven in een instrumentsignaaltoepassing.

Er is maar één manier om deze common-mode-versterking te corrigeren, en dat is om alle weerstandswaarden in evenwicht te brengen. Bij het ontwerpen van een instrumentatieversterker uit discrete componenten (in plaats van er een in een geïntegreerd pakket te kopen), is het verstandig om een ​​manier te bieden om fijne aanpassingen te maken aan ten minste een van de vier weerstanden die zijn aangesloten op de uiteindelijke op-amp om te kunnen " trim weg” een dergelijke common-mode winst. Het bieden van de middelen om het weerstandsnetwerk te "trimmen" heeft ook extra voordelen. Stel dat alle weerstandswaarden precies zijn zoals ze zouden moeten zijn, maar dat er een common-mode-versterking bestaat vanwege een imperfectie in een van de op-amps. Met de aanpassingsvoorziening zou de weerstand kunnen worden getrimd om deze ongewenste winst te compenseren.

Een eigenaardigheid van sommige op-amp-modellen is die van output latch-up , meestal veroorzaakt doordat de common-mode ingangsspanning de toegestane limieten overschrijdt. Als de common-mode-spanning buiten de door de fabrikant gespecificeerde limieten valt, kan de uitgang plotseling "vergrendelen" in de hoge modus (verzadiging bij volledige uitgangsspanning). In JFET-ingangs operationele versterkers kan latch-up optreden als de common-mode ingangsspanning te dicht bij de negatieve voedingsrailspanning komt. Op de TL082 op-amp gebeurt dit bijvoorbeeld wanneer de common-mode ingangsspanning binnen ongeveer 0,7 volt van de negatieve voedingsrailspanning komt. Een dergelijke situatie kan gemakkelijk optreden in een circuit met één voeding, waar de negatieve voedingsrail is geaard (0 volt) en het ingangssignaal vrij kan schommelen naar 0 volt.

Latch-up kan ook worden geactiveerd doordat de common-mode ingangsspanning overschrijdt voedingsrailspanningen, negatief of positief. In de regel mag u nooit toestaan ​​dat de ingangsspanning boven de positieve railspanning van de voedingsspanning komt, of onder de negatieve voedingsrailspanning daalt, zelfs als de betreffende op-amp is beschermd tegen vastlopen (zoals de 741 en 1458 op-amp-modellen). Op zijn minst kan het gedrag van de op-amp onvoorspelbaar worden. In het slechtste geval kan het soort vergrendeling dat wordt veroorzaakt door ingangsspanningen die de voedingsspanning overschrijden, destructief zijn voor de op-amp.

Hoewel dit probleem misschien gemakkelijk te vermijden lijkt, is de kans groter dan u zou denken. Beschouw het geval van een operationeel versterkercircuit tijdens het opstarten. Als het circuit de volledige ingangssignaalspanning ontvangt voor zijn eigen voeding genoeg tijd heeft gehad om de filtercondensatoren op te laden, kan de common-mode ingangsspanning gemakkelijk korte tijd de spanningen van de voedingsrail overschrijden. Als de op-amp signaalspanning ontvangt van een circuit dat wordt gevoed door een andere stroombron, en zijn eigen stroombron faalt, kunnen de signaalspanning(en) de spanningen van de voedingsrail voor onbepaalde tijd overschrijden!

Offsetspanning

Een andere praktische zorg voor op-amp-prestaties is voltage-offset . Dat wil zeggen, het effect van het hebben van de uitgangsspanning iets anders dan nul volt wanneer de twee ingangsklemmen met elkaar zijn kortgesloten. Onthoud dat operationele versterkers vooral differentiële versterkers zijn:ze moeten het verschil in spanning tussen de twee ingangsaansluitingen versterken en niets meer. Wanneer dat ingangsspanningsverschil precies nul volt is, zouden we (idealiter) verwachten dat er precies nul volt aanwezig is op de uitgang. In de echte wereld gebeurt dit echter zelden. Zelfs als de betreffende op-amp nul common-mode-versterking (oneindig CMRR) heeft, is de uitgangsspanning mogelijk niet nul wanneer beide ingangen met elkaar zijn kortgesloten. Deze afwijking van nul wordt offset genoemd .

Een perfecte op-amp zou precies nul volt produceren met beide ingangen kortgesloten en geaard. De meeste op-amps van de plank zullen hun output echter naar een verzadigd niveau brengen, negatief of positief. In het bovenstaande voorbeeld is de uitgangsspanning verzadigd met een waarde van 14,7 volt positief, net iets minder dan +V (+15 volt) vanwege de positieve verzadigingslimiet van deze specifieke op-amp. Omdat de offset in deze op-amp de uitgang naar een volledig verzadigd punt stuurt, is er geen manier om te vertellen hoeveel spanningsoffset er aan de uitgang aanwezig is. Als de +V/-V gesplitste voeding een voldoende hoge spanning had, wie weet, zou de output misschien op de een of andere manier enkele honderden volt zijn vanwege de effecten van offset!

Om deze reden wordt offset-spanning meestal uitgedrukt in termen van de equivalente hoeveelheid invoer spanningsverschil dat dit effect veroorzaakt. Met andere woorden, we stellen ons voor dat de op-amp perfect is (geen enkele offset), en een kleine spanning wordt in serie toegepast met een van de ingangen om de uitgangsspanning op de een of andere manier van nul af te dwingen. Omdat de differentiële winsten van de opamp zo hoog zijn, hoeft het cijfer voor "ingangs-offsetspanning" niet veel te zijn om rekening te houden met wat we zien met kortgesloten ingangen:

Offset-spanning zal de neiging hebben om kleine fouten in elk op-amp-circuit te introduceren. Dus hoe compenseren we dat? In tegenstelling tot common-mode gain, zijn er meestal voorzieningen van de fabrikant om de offset van een verpakte op-amp in te korten. Gewoonlijk zijn twee extra aansluitingen op het op-amp-pakket gereserveerd voor het aansluiten van een externe "trim" -potentiometer. Deze verbindingspunten hebben het label offset null en worden op deze algemene manier gebruikt:

Op enkele op-amps zoals de 741 en 3130 zijn de offset-nulverbindingspunten pinnen 1 en 5 op het 8-pins DIP-pakket. Andere modellen op-amp hebben mogelijk de offset-nulverbindingen op verschillende pinnen en / of vereisen een iets andere configuratie van de trimpotentiometerverbinding. Sommige op-amps bieden helemaal geen offset-nulpinnen! Raadpleeg de specificaties van de fabrikant voor details.

Biasstroom

Ingangen op een op-amp hebben extreem hoge ingangsimpedanties. Dat wil zeggen, de ingangsstromen die de twee ingangssignaalverbindingen van een op-amp binnenkomen of verlaten, zijn extreem klein. Voor de meeste doeleinden van op-amp-circuitanalyse behandelen we ze alsof ze helemaal niet bestaan. We analyseren het circuit alsof er absoluut geen stroom is die de ingangsverbindingen binnenkomt of verlaat. Dit idyllische beeld is echter niet helemaal waar. Op-amps, vooral die op-amps met bipolaire transistoringangen, moeten een bepaalde hoeveelheid stroom door hun ingangsaansluitingen hebben om ervoor te zorgen dat hun interne circuits correct worden voorgespannen. Deze stromen worden logischerwijs biasstromen genoemd . Onder bepaalde omstandigheden kunnen opamp-biasstromen problematisch zijn. Het volgende circuit illustreert een van die probleemcondities:

Op het eerste gezicht zien we geen duidelijke problemen met deze schakeling. Een thermokoppel dat een kleine spanning genereert die evenredig is met de temperatuur (eigenlijk een spanning die evenredig is met het verschil in temperatuur tussen de meetjunctie en de "referentie" -junctie gevormd wanneer de gelegeerde thermokoppeldraden verbinden met de koperdraden die naar de op-amp leiden) de op-amp positief of negatief aandrijft. Met andere woorden, dit is een soort comparatorcircuit dat de temperatuur vergelijkt tussen de eindthermokoppelovergang en de referentieovergang (in de buurt van de op-amp). Het probleem is dit:de draadlus gevormd door het thermokoppel biedt geen pad voor beide ingangsvoorspanningsstromen, omdat beide voorspanningsstromen op dezelfde manier proberen te gaan (in de op-amp of eruit).

Om ervoor te zorgen dat dit circuit goed werkt, moeten we een van de ingangsdraden aarden, waardoor een pad naar (of van) aarde voor beide stromen wordt geboden:

Niet per se een voor de hand liggend probleem, maar wel een heel reëel probleem!

Een andere manier waarop ingangsbiasstromen problemen kunnen veroorzaken, is door ongewenste spanningen over circuitweerstanden te laten vallen. Neem dit circuit bijvoorbeeld:

We verwachten dat een spanningsvolgerschakeling zoals hierboven de ingangsspanning precies aan de uitgang reproduceert. Maar hoe zit het met de weerstand in serie met de ingangsspanningsbron? Als er al een biasstroom door de niet-inverterende (+) ingang loopt, zal deze wat spanning over R_in laten vallen , waardoor de spanning op de niet-inverterende ingang ongelijk is aan de werkelijke V_in waarde. Bias-stromen liggen meestal in het microamp-bereik, dus de spanningsval over R_in zal niet veel zijn, tenzij R_in is erg groot. Een voorbeeld van een toepassing waarbij de ingangsweerstand (R_in ) zou erg groot zijn, is die van pH-sonde-elektroden, waarbij één elektrode een ionendoorlatende glazen barrière bevat (een zeer slechte geleider, met een weerstand van miljoenen Ω).

Als we daadwerkelijk een op-amp-circuit zouden bouwen voor het meten van de pH-elektrodespanning, zouden we waarschijnlijk een FET- of MOSFET (IGFET) ingangs-op-amp willen gebruiken in plaats van een met bipolaire transistors (voor minder ingangsbiasstroom). Maar zelfs dan kunnen de kleine voorspanningsstromen die overblijven ertoe leiden dat er meetfouten optreden, dus we moeten een manier vinden om deze te verminderen door middel van een goed ontwerp.

Een manier om dit te doen is gebaseerd op de aanname dat de twee ingangsbiasstromen hetzelfde zullen zijn. In werkelijkheid zijn ze vaak bijna hetzelfde, het verschil tussen hen wordt de input-offsetstroom genoemd. . Als ze hetzelfde zijn, zouden we in staat moeten zijn om de effecten van spanningsdaling van de ingangsweerstand teniet te doen door een gelijke hoeveelheid weerstand in serie te plaatsen met de andere ingang, zoals deze:

Met de extra weerstand toegevoegd aan het circuit, zal de uitgangsspanning dichter bij V_in . zijn dan voorheen, zelfs als er enige verschuiving is tussen de twee ingangsstromen.

Voor zowel inverterende als niet-inverterende versterkerschakelingen wordt de biasstroomcompenserende weerstand in serie geplaatst met de niet-inverterende (+) ingang om te compenseren voor biasstroomspanningsdalingen in het delernetwerk:

In beide gevallen wordt de compenserende weerstandswaarde bepaald door de parallelle weerstandswaarde van R₁ te berekenen. en R₂ . Waarom is de waarde gelijk aan de parallel equivalent van R₁ en R₂ ? Wanneer we de superpositiestelling gebruiken om te berekenen hoeveel spanningsval zal worden geproduceerd door de biasstroom van de inverterende (-) ingang, behandelen we de biasstroom alsof deze afkomstig is van een stroombron in de op-amp en kortsluiten alle spanningsbronnen (V_in en V_uit ). Dit geeft twee parallelle paden voor biasstroom (via R₁ en via R₂ , beide naar de grond). We willen het effect van de biasstroom op de niet-inverterende (+) ingang dupliceren, dus de weerstandswaarde die we in serie met die ingang willen invoegen, moet gelijk zijn aan R₁ parallel met R₂ .

Een gerelateerd probleem, dat soms wordt ervaren door studenten die net leren om operationele versterkercircuits te bouwen, wordt veroorzaakt door het ontbreken van een gemeenschappelijke massaverbinding met de voeding. Het is noodzakelijk voor een juiste op-amp-functie dat een terminal van de DC-voeding gemeenschappelijk is voor de "aarde" -aansluiting van het ingangssignaal (en). Dit biedt een volledig pad voor de biasstromen, feedbackstroom(en) en voor de belastingsstroom (uitgangsstroom). Neem bijvoorbeeld deze circuitillustratie die een correct geaarde voeding laat zien:

Hier geven pijlen het pad aan van de elektronenstroom door de voedingsbatterijen, zowel voor het voeden van de interne circuits van de op-amp (de "potentiometer" erin die de uitgangsspanning regelt), als voor het voeden van de feedbacklus van weerstanden R ₁ en R₂ . Stel echter dat de massaverbinding voor deze “gesplitste” gelijkstroomvoeding zou worden verwijderd. Het effect hiervan is diepgaand:

Er mogen geen elektronen in of uit de uitgangsaansluiting van de op-amp stromen, omdat het pad naar de voeding een "doodlopende weg" is. Er stromen dus geen elektronen door de massaverbinding links van R₁ , noch via de feedbacklus. Dit maakt de op-amp in feite onbruikbaar:hij kan geen stroom door de terugkoppellus, noch door een geaarde belasting ondersteunen, aangezien er geen verbinding is van enig punt van de voeding naar aarde.

De biasstromen worden ook gestopt, omdat ze afhankelijk zijn van een pad naar de voeding en terug naar de ingangsbron via aarde. Het volgende diagram toont de biasstromen (alleen), zoals ze door de ingangsaansluitingen van de op-amp gaan, door de basisaansluitingen van de ingangstransistoren en uiteindelijk door de voedingsaansluiting(en) en terug naar aarde.

Zonder een aardingsreferentie op de voeding hebben de biasstromen geen volledig pad voor een circuit en zullen ze stoppen. Omdat bipolaire junctietransistoren stroomgestuurde apparaten zijn, maakt dit de ingangstrap van de op-amp ook onbruikbaar, omdat beide ingangstransistoren worden uitgeschakeld door het volledige gebrek aan basisstroom.

BEOORDELING:

• Op-amp-ingangen geleiden meestal zeer kleine stromen, biasstromen genoemd , nodig om de eerste transistorversterkertrap in de op-amps correct te sturen. Bias-stromen zijn klein (in het microamp-bereik), maar groot genoeg om bij sommige toepassingen problemen te veroorzaken.
• Bias-stromen in beide ingangen moeten hebben paden om naar een van de "rails" van de voeding of naar aarde te stromen. Het is niet voldoende om alleen een geleidend pad van de ene ingang naar de andere te hebben.
• Om eventuele offset-spanningen te annuleren die worden veroorzaakt door biasstroom die door weerstanden vloeit, voegt u gewoon een equivalente weerstand toe in serie met de andere op-amp-ingang (een compenserende weerstand genoemd) ). Deze corrigerende maatregel is gebaseerd op de aanname dat de twee ingangsbiasstromen gelijk zullen zijn.
• Elke ongelijkheid tussen biasstromen in een op-amp vormt een zogenaamde input-offsetstroom .
• Het is essentieel voor een goede werking van de op-amp dat er een aardingsreferentie is op een terminal van de voeding, om volledige paden te vormen voor biasstromen, feedbackstroom(en) en belastingsstroom.

Driften

Omdat het halfgeleiderapparaten zijn, zijn op-amps onderhevig aan kleine gedragsveranderingen bij veranderingen in de bedrijfstemperatuur. Alle veranderingen in op-amp-prestaties met temperatuur vallen onder de categorie op-amp drift . Driftparameters kunnen worden gespecificeerd voor biasstromen, offsetspanning en dergelijke. Raadpleeg het gegevensblad van de fabrikant voor details over een bepaalde op-amp.

Om op-amp-drift te minimaliseren, kunnen we een op-amp selecteren die is gemaakt met minimale drift, en/of we kunnen ons best doen om de bedrijfstemperatuur zo stabiel mogelijk te houden. De laatste actie kan inhouden dat er een vorm van temperatuurregeling wordt geboden voor de binnenkant van de apparatuur waarin de op-amp (s) zijn ondergebracht. Dit is niet zo vreemd als het op het eerste gezicht lijkt. Het is bijvoorbeeld bekend dat laboratoriumstandaard precisie spanningsreferentiegeneratoren soms "ovens" gebruiken om hun gevoelige componenten (zoals zenerdiodes) op constante temperaturen te houden. Als een extreem hoge nauwkeurigheid gewenst is boven de gebruikelijke factoren van kosten en flexibiliteit, kan dit een optie zijn die het bekijken waard is.

BEOORDELING:

• Op-amps, zijnde halfgeleiderapparaten, zijn gevoelig voor temperatuurschommelingen. Elke variatie in versterkerprestaties als gevolg van temperatuurveranderingen staat bekend als drift . Drift kan het beste worden geminimaliseerd met omgevingstemperatuurregeling.

Frequentiereactie

Met hun ongelooflijk hoge differentiële spanningsversterkingen zijn op-amps uitstekende kandidaten voor een fenomeen dat bekend staat als feedback-oscillatie . You’ve probably heard the equivalent audio effect when the volume (gain) on a public-address or other microphone amplifier system is turned too high:that high pitched squeal resulting from the sound waveform “feeding back” through the microphone to be amplified again. An op-amp circuit can manifest this same effect, with the feedback happening electrically rather than audibly.

A case example of this is seen in the 3130 op-amp, if it is connected as a voltage follower with the bare minimum of wiring connections (the two inputs, output, and the power supply connections). The output of this op-amp will self-oscillate due to its high gain, no matter what the input voltage. To combat this, a small compensation capacitor must be connected to two specially-provided terminals on the op-amp. The capacitor provides a high-impedance path for negative feedback to occur within the op-amp’s circuitry, thus decreasing the AC gain and inhibiting unwanted oscillations. If the op-amp is being used to amplify high-frequency signals, this compensation capacitor may not be needed, but it is absolutely essential for DC or low-frequency AC signal operation.

Some op-amps, such as the model 741, have a compensation capacitor built in to minimize the need for external components. This improved simplicity is not without a cost:due to that capacitor’s presence inside the op-amp, the negative feedback tends to get stronger as the operating frequency increases (that capacitor’s reactance decreases with higher frequencies). As a result, the op-amp’s differential voltage gain decreases as frequency goes up:it becomes a less effective amplifier at higher frequencies.

Op-amp manufacturers will publish the frequency response curves for their products. Since a sufficiently high differential gain is absolutely essential to good feedback operation in op-amp circuits, the gain/frequency response of an op-amp effectively limits its “bandwidth” of operation. The circuit designer must take this into account if good performance is to be maintained over the required range of signal frequencies.

BEOORDELING:

• Due to capacitances within op-amps, their differential voltage gain tends to decrease as the input frequency increases. Frequency response curves for op-amps are available from the manufacturer.

Input to Output Phase Shift

In order to illustrate the phase shift from input to output of an operational amplifier (op-amp), the OPA227 was tested in our lab. The OPA227 was constructed in a typical non-inverting configuration (Figure below).

OPA227 Non-inverting stage

The circuit configuration calls for a signal gain of ≅34 V/V or ≅50 dB. The input excitation at Vsrc was set to 10 mVp, and three frequencies of interest:2.2 kHz, 22 kHz, and 220 MHz. The OPA227’s open loop gain and phase curve vs. frequency is shown in Figure below.

A_V and Φ vs. Frequency plot

To help predict the closed loop phase shift from input to output, we can use the open loop gain and phase curve. Since the circuit configuration calls for a closed loop gain, or 1/β, of ≅50 dB, the closed loop gain curve intersects the open loop gain curve at approximately 22 kHz. After this intersection, the closed loop gain curve rolls off at the typical 20 dB/decade for voltage feedback amplifiers, and follows the open loop gain curve.

What is actually at work here is the negative feedback from the closed loop modifies the open loop response. Closing the loop with negative feedback establishes a closed loop pole at 22 kHz. Much like the dominant pole in the open loop phase curve, we will expect phase shift in the closed loop response. How much phase shift will we see?

Since the new pole is now at 22 kHz, this is also the -3 dB point as the pole starts to roll off the closed loop again at 20 dB per decade as stated earlier. As with any pole in basic control theory, phase shift starts to occur one decade in frequency before the pole, and ends at 90 ^o of phase shift one decade in frequency after the pole. So what does this predict for the closed loop response in our circuit?

This will predict phase shift starting at 2.2 kHz, with 45 ^o of phase shift at the -3 dB point of 22 kHz, and finally ending with 90 ^o of phase shift at 220 kHz. The three Figures shown below are oscilloscope captures at the frequencies of interest for our OPA227 circuit. Figure below is set for 2.2 kHz, and no noticeable phase shift is present. Figure below is set for 220 kHz, and ≅45 ^o of phase shift is recorded. Finally, Figure below is set for 220 MHz, and the expected ≅90 ^o of phase shift is recorded. The scope plots were captured using a LeCroy 44x Wavesurfer. The final scope plot used a x1 probe with the trigger set to HF reject.

OPA227 Av=50dB @ 2.2 kHz

OPA227 Av=50dB @ 22 kHz

OPA227 Av=50dB @ 220 kHz

GERELATEERDE WERKBLAD:

• Summer and Subtractor OpAmp Circuits Worksheet

• Inverting and Noninverting OpAmp Voltage Amplifier Circuits Worksheet