Biasing Techniques (BJT)

In de common-emitter-sectie van dit hoofdstuk zagen we een SPICE-analyse waarbij de uitgangsgolfvorm leek op een gelijkgerichte halve golfvorm:slechts de helft van de ingangsgolfvorm werd gereproduceerd, terwijl de andere helft volledig werd afgesneden. Aangezien ons doel destijds was om de gehele golfvorm te reproduceren, vormde dit een probleem. De oplossing voor dit probleem was om een ​​kleine voorspanning aan de versterkeringang toe te voegen, zodat de transistor gedurende de hele golfcyclus in actieve modus bleef. Deze toevoeging werd een bias-spanning . genoemd .

Een halfgolfuitgang is voor sommige toepassingen geen probleem. Sommige toepassingen kunnen vereisen dit soort versterking, omdat het mogelijk is om een ​​versterker in andere modi dan full-wave reproductie te laten werken en specifieke toepassingen verschillende reproductiebereiken vereisen, dus het is nuttig om de mate waarin een versterker de ingangsgolfvorm reproduceert te beschrijven door deze aan te duiden volgens klasse . De werking van de versterkerklasse is gecategoriseerd met alfabetische letters:A, B, C en AB.

Voor klasse A werking, wordt de volledige ingangsgolfvorm natuurgetrouw gereproduceerd.

Versterkerklasse

Klasse A

Werking kan alleen worden verkregen wanneer de transistor zijn hele tijd in de actieve modus doorbrengt en nooit cutoff of verzadiging bereikt. Om dit te bereiken, wordt meestal voldoende DC-voorspanning ingesteld op het niveau dat nodig is om de transistor precies halverwege tussen cutoff en verzadiging aan te sturen. Op deze manier wordt het AC-ingangssignaal perfect "gecentreerd" tussen de hoge en lage signaallimietniveaus van de versterker.

Klasse A:De versterkeruitgang is een getrouwe weergave van de ingang.

Klasse B

De werking is wat we hadden de eerste keer dat een AC-signaal werd toegepast op de common-emitter-versterker zonder DC-voorspanning. De transistor bracht de helft van zijn tijd door in de actieve modus en de andere helft in afsnijding met een te lage ingangsspanning (of zelfs van de verkeerde polariteit!) om de basis-emitterovergang voorwaarts te sturen.

Klasse B:Bias is zodanig dat de helft (180°) van de golfvorm wordt gereproduceerd.

Op zichzelf is een versterker die in klasse B-modus werkt niet erg handig. In de meeste gevallen zou de ernstige vervorming die in de golfvorm wordt geïntroduceerd door de helft ervan te elimineren onaanvaardbaar zijn. Klasse B-werking is echter een nuttige modus voor voorspanning als twee versterkers worden gebruikt als een push-pull paar, waarbij elke versterker slechts de helft van de golfvorm tegelijk verwerkt:

Klasse B push-pull versterker:Elke transistor reproduceert de helft van de golfvorm. Het combineren van de helften produceert een natuurgetrouwe reproductie van de hele golf.

Transistor Q1 "duwt" (stuurt de uitgangsspanning in een positieve richting ten opzichte van aarde), terwijl transistor Q2 de uitgangsspanning "trekt" (in negatieve richting, richting 0 volt ten opzichte van aarde). Afzonderlijk werkt elk van deze transistoren in klasse B-modus, die slechts voor de helft van de ingangsgolfvormcyclus actief is. Samen werken beide echter als een team om een ​​uitgangsgolfvorm te produceren die qua vorm identiek is aan de ingangsgolfvorm.

Een beslist voordeel van klasse B (push-pull) versterkerontwerp ten opzichte van klasse A-ontwerp is een groter uitgangsvermogen. Met een klasse A-ontwerp dissipeert de transistor veel energie in de vorm van warmte omdat hij nooit stopt met het geleiden van stroom. Op alle punten in de golfcyclus bevindt het zich in de actieve (geleidende) modus, geleidt een aanzienlijke stroom en daalt een aanzienlijke spanning. Er wordt tijdens de cyclus een aanzienlijk vermogen door de transistor gedissipeerd. In een klasse B-ontwerp brengt elke transistor de helft van de tijd door in de cutoff-modus, waar hij nul vermogen dissipeert (nulstroom =nulvermogensdissipatie). Dit geeft elke transistor de tijd om te "rusten" en af ​​te koelen, terwijl de andere transistor de last van de belasting draagt. Klasse A-versterkers hebben een eenvoudiger ontwerp, maar zijn meestal beperkt tot signaaltoepassingen met een laag vermogen om de eenvoudige reden van de warmteafvoer van de transistor.

Klasse AB

Een andere klasse van versterkerwerking die bekend staat als klasse AB ligt ergens tussen klasse A en klasse B:de transistor besteedt meer dan 50% maar minder dan 100% van de tijd aan het geleiden van stroom.

Als de ingangssignaalbias voor een versterker licht negatief is (in tegenstelling tot de biaspolariteit voor klasse A-werking), zal de uitgangsgolfvorm verder worden "afgekapt" dan bij klasse B-biasing, wat resulteert in een operatie waarbij de transistor het grootste deel van zijn tijd doorbrengt. de tijd in de cutoff-modus:

Klasse C

Klasse C:Geleiding duurt minder dan een halve cyclus (<180°).

Op het eerste gezicht lijkt dit schema volkomen zinloos. Immers, hoe nuttig kan een versterker zijn als hij de golfvorm zo slecht afknipt? Als de uitvoer rechtstreeks wordt gebruikt zonder enige vorm van conditionering, zou het inderdaad van twijfelachtig nut zijn. Met de toepassing van een tankcircuit (parallelle resonante inductor-condensatorcombinatie) op de uitgang, kan de occasionele uitgangspiek die door de versterker wordt geproduceerd, echter een oscillatie met een hogere frequentie in gang zetten die wordt gehandhaafd door het tankcircuit. Dit kan worden vergeleken met een machine waarbij een zwaar vliegwiel af en toe een "kick" krijgt om het draaiende te houden:

Klasse C-versterker die een resonantiecircuit aanstuurt.

Genaamd klasse C werking, geniet dit schema ook van een hoge energie-efficiëntie, aangezien de transistor(en) de overgrote meerderheid van de tijd in de cutoff-modus doorbrengen, waar ze nul vermogen dissiperen. De snelheid van het verval van de uitgangsgolfvorm (afnemende oscillatie-amplitude tussen "kicks" van de versterker) is hier overdreven ter illustratie. Vanwege het afgestemde tankcircuit op de uitgang is dit circuit alleen bruikbaar voor het versterken van signalen met een bepaalde, vaste amplitude. Een klasse C-versterker kan worden gebruikt in een FM-radiozender (frequentiemodulatie). Het is echter mogelijk dat de klasse C-versterker een AM-signaal (amplitudemodulatie) niet rechtstreeks versterkt vanwege vervorming.

Klasse D

Een ander soort versterkerwerking, die aanzienlijk verschilt van klasse A, B, AB of C, wordt Klasse D genoemd. . Het wordt niet verkregen door een specifieke maat voor voorspanning toe te passen, zoals de andere bedrijfsklassen, maar vereist een radicaal herontwerp van het versterkercircuit zelf. Het is iets te vroeg in dit hoofdstuk om te onderzoeken hoe een klasse D-versterker precies is gebouwd, maar niet te vroeg om het basisprincipe van de werking te bespreken.

Een klasse D-versterker reproduceert het profiel van de golfvorm van de ingangsspanning door een snel pulserende blokgolf uitvoer . De werkcyclus van de uitgangsgolfvorm (tijd "aan" versus totale cyclustijd) varieert met de momentane amplitude van het ingangssignaal. De grafieken in (Figuur hieronder demonstreren dit principe.

Klasse D-versterker:ingangssignaal en ongefilterde uitgang.

Hoe groter de momentane spanning van het ingangssignaal, hoe groter de werkcyclus van de blokvormige uitgangspuls. Als er een doel kan worden gesteld aan het ontwerp van klasse D, dan is het het vermijden van transistorwerking in actieve modus. Aangezien de uitgangstransistor van een klasse D-versterker nooit in de actieve modus is, alleen afgesneden of verzadigd, zal er weinig warmte-energie door worden afgevoerd. Dit resulteert in een zeer hoog energierendement voor de versterker. Het nadeel van deze strategie is natuurlijk de overweldigende aanwezigheid van harmonischen op de uitgang. Omdat deze harmonische frequenties doorgaans veel groter zijn dan de frequentie van het ingangssignaal, kunnen deze gelukkig relatief gemakkelijk worden uitgefilterd door een laagdoorlaatfilter, wat resulteert in een uitgang die meer lijkt op de oorspronkelijke golfvorm van het ingangssignaal. Klasse D-technologie wordt meestal gezien waar extreem hoge vermogensniveaus en relatief lage frequenties worden aangetroffen, zoals in industriële omvormers (apparaten die gelijkstroom omzetten in wisselstroom om motoren en andere grote apparaten aan te drijven) en hoogwaardige audioversterkers.

Een term die je waarschijnlijk tegenkomt tijdens je studie elektronica is iets dat rustig wordt genoemd , wat een modificator is die de nul-ingangsconditie van een circuit aanduidt. Ruststroom is bijvoorbeeld de hoeveelheid stroom in een circuit waarop een nul-ingangssignaalspanning wordt toegepast. Bias-spanning in een transistorcircuit dwingt de transistor om op een ander niveau van collectorstroom te werken met nul ingangssignaalspanning dan zonder die voorspanning. Daarom bepaalt de hoeveelheid bias in een versterkercircuit de rustwaarden.

Ruststroom van versterkers

In een klasse A-versterker moet de ruststroom precies de helft van de verzadigingswaarde zijn (halverwege tussen verzadiging en afsnijding, afsnijding per definitie nul). Klasse B- en Klasse C-versterkers hebben een ruststroomwaarde van nul, omdat deze geacht worden te worden uitgeschakeld zonder dat er een signaal wordt toegepast. Klasse AB-versterkers hebben zeer lage ruststroomwaarden, net boven de cutoff. Om dit grafisch te illustreren, wordt soms een "laadlijn" uitgezet over de karakteristieke curven van een transistor om het werkingsbereik te illustreren terwijl deze is aangesloten op een belastingsweerstand met een specifieke waarde die wordt weergegeven in de onderstaande afbeelding.

Voorbeeld laadlijn getekend over transistorkarakteristieken van Vsupply tot verzadigingsstroom.

Een belastingslijn is een grafiek van de collector-naar-emitter-spanning over een reeks collectorstromen. In de rechterbenedenhoek van de laadlijn is de spanning maximaal en de stroom nul, wat een toestand van afsnijding vertegenwoordigt. In de linkerbovenhoek van de lijn is de spanning nul terwijl de stroom maximaal is, wat een verzadigingstoestand vertegenwoordigt. Punten die aangeven waar de belastingslijn de verschillende transistorcurven kruist, vertegenwoordigen realistische bedrijfsomstandigheden voor die basisstromen.

Rustige bedrijfsomstandigheden kunnen in deze grafiek worden weergegeven in de vorm van een enkele stip langs de belastingslijn. Voor een klasse A-versterker bevindt het rustpunt zich in het midden van de belastingslijn zoals in (figuur hieronder.)

Rustpunt (punt) voor klasse A.

In deze illustratie valt het rustpunt toevallig op de curve die een basisstroom van 40 µA voorstelt. Als we de belastingsweerstand in dit circuit naar een grotere waarde zouden veranderen, zou dit de helling van de belastingslijn beïnvloeden, omdat een grotere belastingsweerstand de maximale collectorstroom bij verzadiging zou beperken, maar de collector-emitterspanning niet zou veranderen bij afsnijden. Grafisch is het resultaat een belastingslijn met een ander punt linksboven en hetzelfde punt rechtsonder als in

Laadlijn als gevolg van verhoogde belastingsweerstand.

Merk op hoe de nieuwe belastingslijn de 75 µA-curve langs het vlakke gedeelte niet zoals voorheen onderschept. Dit is erg belangrijk om te weten, omdat het niet-horizontale deel van een karakteristieke curve een verzadigingstoestand vertegenwoordigt. Als de belastingslijn de 75 A-curve buiten het horizontale bereik van de curve onderschept, betekent dit dat de versterker bij die hoeveelheid basisstroom verzadigd zal zijn. Het verhogen van de belastingsweerstandswaarde zorgde ervoor dat de belastingslijn de 75 µA-curve op dit nieuwe punt onderschepte, en het geeft aan dat verzadiging zal optreden bij een lagere waarde van de basisstroom dan voorheen.

Met de oude, lagere belastingsweerstand in het circuit, zou een basisstroom van 75 µA een proportionele collectorstroom opleveren (basisstroom vermenigvuldigd met β). In de eerste belastingslijngrafiek gaf een basisstroom van 75 A een collectorstroom die bijna twee keer zo hoog was als die bij 40 µA, zoals de β-verhouding zou voorspellen. De collectorstroom neemt echter marginaal toe tussen basisstromen van 75 µA en 40 µA, omdat de transistor voldoende collector-emitterspanning begint te verliezen om de collectorstroom te blijven regelen.

Om de lineaire (geen vervorming) werking te behouden, mogen transistorversterkers niet worden gebruikt op punten waar de transistor zal verzadigen; dat wil zeggen, waar de belastingslijn potentieel niet op het horizontale deel van een collectorstroomcurve zal vallen. We zouden nog een paar curven aan de grafiek in onderstaande afbeelding moeten toevoegen voordat we konden zien hoe ver we deze transistor zouden kunnen "duwen" met verhoogde basisstromen voordat deze verzadigd raakt.

Meer basisstroomcurven tonen verzadigingsdetails.

In deze grafiek blijkt dat het punt met de hoogste stroomsterkte op de belastingslijn die op het rechte deel van een curve valt, het punt op de 50 µA-curve is. Dit nieuwe punt moet worden beschouwd als het maximaal toegestane ingangssignaalniveau voor klasse A-bedrijf. Ook voor klasse A-bewerkingen moet de bias zo worden ingesteld dat het rustpunt halverwege dit nieuwe maximumpunt ligt en de cutoff wordt weergegeven in onderstaande afbeelding.

Nieuw rustpunt vermijdt verzadigingsgebied.

Nu we iets meer weten over de gevolgen van verschillende DC-voorspanningsniveaus, is het tijd om praktische voorspanningstechnieken te onderzoeken. DC-spanningsbron (batterij) in serie geschakeld met het AC-ingangssignaal om de versterker voor te spannen voor elke gewenste bedrijfsklasse. In het echte leven is het aansluiten van een nauwkeurig gekalibreerde batterij op de ingang van een versterker gewoon niet praktisch. Zelfs als het mogelijk zou zijn om een ​​batterij aan te passen om precies de juiste hoeveelheid spanning te produceren voor een bepaalde bias-vereiste, zou die batterij niet voor onbepaalde tijd op de geproduceerde spanning blijven. Zodra hij begon te ontladen en de uitgangsspanning daalde, begon de versterker af te drijven naar klasse B-werking.

Neem dit circuit, geïllustreerd in de common-emitter-sectie voor SPICE-simulatie, bijvoorbeeld in de onderstaande afbeelding.

Onpraktische voorspanning van de basisbatterij.

Die 2,3-volt "Vbias"-batterij zou niet praktisch zijn om in een echt versterkercircuit op te nemen. Een veel praktischere methode om voorspanning voor deze versterker te verkrijgen, zou zijn om de benodigde 2,3 volt te ontwikkelen met behulp van een spanningsdelernetwerk dat is aangesloten op de 15 volt-batterij. De 15 volt batterij is er immers al noodgedwongen al en spanningsdelerschakelingen zijn eenvoudig te ontwerpen en te bouwen. Laten we eens kijken hoe dit eruit zou kunnen zien in de onderstaande afbeelding.

Voorspanning spanningsdeler.

Als we een paar weerstandswaarden kiezen voor R2 en R3 die 2,3 volt over R3 zullen produceren van een totaal van 15 volt (zoals 8466 Ω voor R2 en 1533 Ω voor R3), zouden we onze gewenste waarde van 2,3 volt tussen de basis moeten hebben en emitter voor biasing zonder signaalinvoer. Het enige probleem is dat deze circuitconfiguratie de AC-ingangssignaalbron direct parallel plaatst met R3 van onze spanningsdeler. Dit is niet acceptabel, omdat de wisselstroombron de neiging heeft om elke gelijkspanning die over R3 valt te overweldigen. Parallelle componenten moeten dezelfde spanning hebben, dus als een AC-spanningsbron direct is aangesloten op één weerstand van een DC-spanningsdeler, zal de AC-bron "winnen" en zal er geen DC-biasspanning aan het signaal worden toegevoegd.

Een manier om dit schema te laten werken, hoewel het misschien niet duidelijk is waarom het zal werken, is het plaatsen van een koppelcondensator tussen de AC-spanningsbron en de spanningsdeler zoals in onderstaande afbeelding.

Koppelcondensator voorkomt dat de voorspanning van de spanningsdeler in de signaalgenerator stroomt.

De condensator vormt een hoogdoorlaatfilter tussen de AC-bron en de DC-spanningsdeler, waardoor bijna alle AC-signaalspanning op de transistor wordt doorgelaten, terwijl wordt voorkomen dat alle DC-spanning wordt kortgesloten door de AC-signaalbron. Dit is veel logischer als je de superpositiestelling begrijpt en begrijpt hoe het werkt. Volgens superpositie kan elk lineair, bilateraal circuit fragmentarisch worden geanalyseerd door slechts één stroombron tegelijk te beschouwen en vervolgens algebraïsch de effecten van alle stroombronnen toe te voegen om het eindresultaat te vinden. Als we de condensator en het R2-R3-spanningsdelercircuit van de rest van de versterker zouden scheiden, zou het misschien gemakkelijker zijn om te begrijpen hoe deze superpositie van AC en DC zou werken.

Met alleen de AC-signaalbron in werking en een condensator met een willekeurig lage impedantie bij de signaalfrequentie, verschijnt bijna alle AC-spanning over R3:

Vanwege de zeer lage impedantie van de koppelcondensator bij de signaalfrequentie, gedraagt ​​deze zich net als een stuk draad, dus kan deze worden weggelaten voor deze stap in superpositieanalyse.

Met alleen de DC-bron in werking, lijkt de condensator een open circuit te zijn, en dus zal noch de AC-signaalbron, noch de kortgesloten AC-signaalbron enig effect hebben op de werking van de R2-R3-spanningsdeler in de onderstaande afbeelding.

De condensator lijkt een open circuit te zijn voor zover het de DC-analyse betreft

Door deze twee afzonderlijke analyses in het onderstaande figuur te combineren, krijgen we een superpositie van (bijna) 1,5 volt AC en 2,3 volt DC, klaar om te worden aangesloten op de basis van de transistor.

Gecombineerd AC- en DC-circuit.

Genoeg gepraat - het wordt hoog tijd voor een SPICE-simulatie van het hele versterkercircuit in de onderstaande afbeelding. We zullen een condensatorwaarde van 100 µF gebruiken om een ​​willekeurig lage (0,796 Ω) impedantie bij 2000 Hz te verkrijgen:

SPICE simulatie van spanningsdeler bias.

spanningsdeler biasing vinput 1 0 sin (0 1.5 2000 0 0) c1 1 5 100u r1 5 2 1k r2 4 5 8466 r3 5 0 1533 q1 3 2 0 mod1 € 3 4 8 v1 4 0 dc 15 .model mod1 npn .tran 0,02m 0,78m .plot tran v(1,0) i(v1) .einde 

Let op de aanzienlijke vervorming in de uitgangsgolfvorm in het bovenstaande figuur. De sinusgolf wordt afgekapt tijdens het grootste deel van de negatieve halve cyclus van het ingangssignaal. Dit vertelt ons dat de transistor in de cutoff-modus gaat wanneer dat niet zou moeten (ik ga uit van een doel van klasse A-bewerking zoals voorheen). Waarom is dit? Deze nieuwe voorspanningstechniek zou ons precies dezelfde hoeveelheid DC-voorspanning moeten geven als voorheen, toch?

Als de condensator en het R2-R3-weerstandsnetwerk onbelast zijn, levert het precies 2,3 volt DC-voorspanning. Zodra we dit netwerk echter op de transistor aansluiten, is het niet meer onbelast. De stroom die door de basis van de transistor wordt getrokken, zal de spanningsdeler belasten, waardoor de voor de transistor beschikbare DC-voorspanning wordt verminderd. Door het diodestroombrontransistormodel in het onderstaande figuur te gebruiken om te illustreren, wordt het biasprobleem duidelijk.

Diodetransistormodel toont laden van spanningsdeler.

De uitgang van een spanningsdeler hangt niet alleen af ​​van de grootte van de samenstellende weerstanden, maar ook van hoeveel stroom er door een belasting van wordt gescheiden. De basis-emitter PN-overgang van de transistor is een belasting die de gelijkstroomspanning over R3 verlaagt, vanwege het feit dat zowel de biasstroom als IR3 door de R2-weerstand worden getrokken, waardoor de delerverhouding wordt verstoord die voorheen was ingesteld door de weerstandswaarden van R2 en R3. Om een ​​DC-voorspanning van 2,3 volt te verkrijgen, moeten de waarden van R2 en/of R3 worden aangepast om het effect van de basisstroombelasting te compenseren. Om te verhogen de gelijkspanning is gedaald over R3, verlaag de waarde van R2, verhoog de waarde van R3 of beide.

Geen vervorming van de output na het aanpassen van R2 en R3.

spanningsdeler biasing vinput 1 0 sin (0 1.5 2000 0 0) c1 1 5 100u r1 5 2 1k r2 4 5 6k <--- R2 verlaagd tot 6 k r3 5 0 4k <--- R3 verhoogd tot 4 k q1 3 2 0 mod1 € 3 4 8 v1 4 0 dc 15 .model mod1 npn .tran 0,02m 0,78m .plot tran v(1,0) i(v1) .einde 

De nieuwe weerstandswaarden van 6 kΩ en 4 kΩ (respectievelijk R2 en R3) in bovenstaande afbeelding resulteren in klasse A-golfvormreproductie, precies zoals we wilden.

BEOORDELING:

• Klasse A werking is een versterker die is ingesteld om gedurende de gehele golfvormcyclus in de actieve modus te zijn, waardoor de hele golfvorm getrouw wordt gereproduceerd.
• Klasse B operatie is een versterker die zodanig is ingesteld dat slechts de helft van de ingangsgolfvorm wordt gereproduceerd:ofwel de positieve helft of de negatieve helft. De transistor brengt de helft van zijn tijd door in de actieve modus en de helft van zijn time-cutoff. Complementaire transistorparen die werken in klasse B-werking worden vaak gebruikt om hoogvermogenversterking te leveren in audiosignaalsystemen, waarbij elke transistor van het paar een afzonderlijke helft van de golfvormcyclus afhandelt. Klasse B-werking levert een betere energie-efficiëntie dan een klasse A-versterker met een vergelijkbaar uitgangsvermogen.
• Klasse AB werking is een versterker die is voorgespannen op een punt ergens tussen klasse A en klasse B.
• Klasse C is een versterker die is ingesteld om slechts een klein deel van de golfvorm te versterken. Het grootste deel van de tijd van de transistor wordt doorgebracht in de cutoff-modus. Om ervoor te zorgen dat er een volledige golfvorm aan de uitgang is, wordt een resonantietankcircuit vaak gebruikt als een "vliegwiel" om oscillaties een paar cycli te handhaven na elke "kick" van de versterker. Omdat de transistor het grootste deel van de tijd niet geleidt, is het stroomrendement hoog voor een klasse C-versterker.

• Klasse D werking vereist een geavanceerd circuitontwerp en werkt volgens het principe van het weergeven van de momentane ingangssignaalamplitude door de werkcyclus van een hoogfrequente blokgolf. De uitgangstransistor(s) werken nooit in actieve modus, alleen cutoff en verzadiging. Weinig afgevoerde warmte-energie maakt de energie-efficiëntie hoog.
• DC bias voltage on the input signal, necessary for certain classes of operation (especially class A and class C), may be obtained through the use of a voltage divider and coupling capacitor rather than a battery connected in series with the AC signal source.

GERELATEERDE WERKBLAD:

• Bipolar Transistor Biasing Circuits Worksheet
• Class A BJT Amplifiers Worksheet
• Class B BJT Amplifiers Worksheet
• Bipolar Junction Transistor (BJT) theory Worksheet